เครื่องรับส่งสัญญาณแปลงตรง (DCT) มีความโดดเด่นด้วยการออกแบบที่เรียบง่ายและเพียงพอ พารามิเตอร์ที่ดีและดึงดูดความสนใจของนักวิทยุสมัครเล่นมายาวนาน โดยส่วนใหญ่สิ่งนี้ได้รับการอำนวยความสะดวกโดยบทความและหนังสือของนักออกแบบชื่อดังและผู้เผยแพร่เทคโนโลยีการแปลงโดยตรง V.T. โดยเฉพาะอย่างยิ่ง Polyakov RA3AAE ซึ่งกลายเป็นหนังสืออ้างอิงและตำราเรียนสำหรับนักวิทยุสมัครเล่นทุกรุ่น

นิตยสารวิทยุเคยตีพิมพ์มาแล้วหลายฉบับ การออกแบบที่ประสบความสำเร็จ TPP แถบความถี่เดี่ยวที่มีการปราบปรามเฟสของแถบข้างกระจก สร้างขึ้นโดยใช้วงจรดั้งเดิม ปัจจุบันเป็นแบบคลาสสิก โดยใช้ตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำ (LFPS) LC ข้อเสียเปรียบหลักของการแก้ปัญหาดังกล่าว ได้แก่ การปราบปรามแถบด้านข้างของกระจกแบบแบนด์เดียวต่ำ (ตามมาตรฐานปัจจุบัน) การม้วนขดลวดหลายรอบที่ต้องใช้แรงงานมากและการปรับรูปคลื่นความถี่ต่ำความไวต่อการรบกวนของแม่เหล็กซึ่งนำเสนอปัญหาบางประการ เมื่อทำซ้ำการออกแบบโดยนักวิทยุสมัครเล่นโดยเฉพาะผู้เริ่มต้น โดยเฉพาะอย่างยิ่งฉันอยากจะสังเกต TPP บน 160m ซึ่งผู้เขียนสามารถลบองค์ประกอบที่ต้องใช้แรงงานมากออกและสร้างการออกแบบที่ทำซ้ำได้ง่ายด้วยต้นทุนของการประนีประนอมซึ่งมีส่วนอย่างมากในการแนะนำนักวิทยุสมัครเล่นมือใหม่หลายร้อยคน การสื่อสารวิทยุสมัครเล่นบน HF

ด้วยความพร้อมใช้งานอย่างกว้างขวางของไมโครวงจรดิจิตอลความเร็วสูงใหม่และออปแอมป์เสียงรบกวนต่ำคุณภาพสูง จึงเป็นไปได้ที่จะใช้แนวทางใหม่ในการสร้าง TPP ด้านเดียว โดยใช้สวิตช์ดิจิทัลเป็นมิกเซอร์และใช้งานอย่างดี พัฒนาวงจรของหน่วยการทำงานบนออปแอมป์ในส่วนที่เหลือของวงจร

เวอร์ชันของกระดานหลักของ TPP ที่เสนอให้คุณสนใจคือความต่อเนื่องเชิงตรรกะและการใช้วิธีการนี้ในการสร้าง TPP ด้านเดียวตามที่อธิบายไว้ในรายละเอียด ผู้เขียนมอบหมายหน้าที่ให้ตัวเองออกแบบให้ทันสมัย ฐานองค์ประกอบทำซ้ำได้ง่ายที่บ้าน และไม่ต้องปรับแต่งและปรับแต่งหรือบำรุงรักษาที่ซับซ้อน เครื่องมือวัด– ดิจิตอลมัลติมิเตอร์ธรรมดาก็เพียงพอแล้ว โดยควรมีฟังก์ชันการวัดความจุไฟฟ้าด้วย การทำซ้ำให้สำเร็จนั้นต้องการเพียงความแม่นยำและความอดทนเท่านั้น หากใช้ชิ้นส่วนที่สามารถซ่อมแซมได้ตามพิกัดที่ต้องการ และไม่มีข้อผิดพลาดในการติดตั้ง แผงวงจรหลักของ TPP จะเริ่มทำงานทันที โดยให้พารามิเตอร์ที่สูงมาก อย่างน้อยก็ไม่แย่ไปกว่าที่ระบุไว้

พารามิเตอร์พื้นฐานของเส้นทางการรับ

• ช่วงความถี่การทำงาน MHz - 1.8, 3.5, 7 และ 14
• แบนด์วิดท์ของเส้นทางรับ (ระดับ - 6 dB), Hz - 400-2500
• ความไวของเส้นทางการรับจากอินพุตมิกเซอร์ (แบนด์วิดท์ 2.1 kHz, อัตราส่วน S/N - 10 dB), µV, ไม่แย่กว่านั้น - 0.3*
• กำไรรวมสูงสุด - 250,000
• แรงดันเสียงรบกวนในตัวเองที่เอาต์พุต ULF ที่ Kus สูงสุดและความต้านทาน 50 โอห์มที่เชื่อมต่อที่อินพุตของ TPP ไม่เกิน mV - 25
• ช่วงสัญญาณอินพุตที่อนุญาตในพาสแบนด์ dB ไม่น้อยกว่า - 100
• ช่วงไดนามิกสำหรับการปรับข้าม (DD2) ที่ 30% AM และ 50 kHz detuning ไม่น้อย dB
  • ในช่วง 160 ม. – 116*
  • ในระยะ 80 ม. – 110*
  • ในช่วง 40 เมตร – 106*
  • ในช่วง 20 เมตร – 106*
• หัวกะทิในช่องที่อยู่ติดกัน (ด้วยการลดความถี่จากความถี่พาหะ -5.5 kHz + 3.0 kHz) ไม่น้อย dB – 80
• การปราบปรามของแถบด้านข้างแบบ specular ไม่น้อยกว่า dB
  • ในช่วง 160 ม. – 54*
  • ในช่วง 80 ม. – 52*
  • ในช่วง 40 เมตร – 46*
  • ในช่วง 20 เมตร – 48*
• ค่าสัมประสิทธิ์กำลังสองของการตอบสนองความถี่จากต้นทางถึงปลายทาง
  • (ที่ระดับ -6, -40dB) — 1.4
  • (ที่ระดับ -6, -60dB) — 3.2
  • (ที่ระดับ -6, -80dB) — 4
• ช่วงการปรับ AGC เมื่อแรงดันเอาต์พุตเปลี่ยนแปลง 12 dB ไม่น้อย dB - 72 (4000 ครั้ง)
• ช่วง RRU ไม่น้อย dB - 84 (16,000 ครั้ง)
• กำลังขับของเส้นทาง LF ที่โหลด 8 โอห์มที่น้อยกว่า W 0.5
• กระแสไฟฟ้าที่ใช้จากแหล่งพลังงานที่มีความเสถียรภายนอก 13.8V ไม่เกิน A - 0.3

พารามิเตอร์พื้นฐานของเส้นทางการส่งข้อมูล

• แรงดันเอาต์พุต (ที่โหลด 50 โอห์ม) ในโหมด CW ไม่น้อยกว่า Veff - 0.7
• การปราบปรามความถี่พาหะของสัญญาณ dB - ไม่แย่กว่า 50*

* รูปที่ระบุถูกจำกัดด้วยความสามารถของอุปกรณ์ที่ใช้ในการวัดและในความเป็นจริงอาจจะสูงกว่าก็ได้

1. เพื่อให้ได้ช่วงไดนามิกขนาดใหญ่ของเส้นทางการรับและ งานที่มีประสิทธิภาพ AGC ได้ปรับการกระจายปัจจัยเกนของระยะที่ไม่ได้รับการควบคุมทีละขั้นตอนให้เหมาะสม และขยายระดับสัญญาณอินพุตที่อนุญาตในพาสแบนด์
2. เพื่อให้ได้หัวกะทิสูง หลักการของการเลือกตามลำดับถูกนำมาใช้ เมื่อนอกเหนือจากตัวกรอง bandpass หลักที่ใช้งานอยู่ ในความเป็นจริงแล้ว ในแต่ละขั้นตอนของแอมพลิฟายเออร์ passband จะถูกจำกัดที่ระดับ 300-3000 Hz โดยการเลือกค่าที่สอดคล้องกัน ​​ของตัวเก็บประจุแยกระหว่างสเตจและในวงจร OOS
3. ในการระงับแถบด้านข้างของกระจก จะมีการใช้วิธีการ อธิบายในรายละเอียดและอิงตามการใช้ตัวเปลี่ยนเฟส LF แบบมัลติลิงก์ในระบบสัญญาณ 4 เฟส ซึ่งจะช่วยให้ค่อนข้าง ด้วยวิธีง่ายๆแม้จะมีองค์ประกอบเพิ่มขึ้น แต่ก็ได้รับการปราบปรามที่ดีและมีความเสถียรของอุณหภูมิและเวลาสูง เพื่อให้ได้ระบบสัญญาณ 4 เฟส จะใช้ตัวเปลี่ยนเฟสแบบดิจิทัล ซึ่งช่วยลดความยุ่งยากในการสร้างการออกแบบหลายแบนด์ได้อย่างมาก
4. เนื่องจากข้อเท็จจริงที่ว่าในภาวะวิกฤตทั้งหมด (เนื่องจากมีขนาดใหญ่ ขนาดการออกแบบและระดับสัญญาณต่ำ) ส่วนประกอบ (เครื่องตรวจจับมิกเซอร์, ULF เบื้องต้น, ตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำ - โพลีไฟเซอร์) ใช้การขยายสัญญาณแบบดิฟเฟอเรนเชียล การออกแบบมีภูมิคุ้มกันสัญญาณรบกวนที่ดีรวมถึงการรบกวนจากเครือข่ายไฟฟ้า
5. เพื่อลดจำนวนชิ้นส่วนตัวรับส่งสัญญาณทั้งหมดและขนาดของเมนบอร์ดตามไปด้วย โครงการโครงสร้าง TPP ได้รับเลือกในลักษณะที่ใช้หน่วยที่ซับซ้อนและเทอะทะที่สุด (แปดลิงค์ LF FV และ FSS หลัก) ใช้สำหรับการรับและส่งสัญญาณ
6. ใช้การสลับโหมดการทำงานทั้งหมดของตัวรับส่งสัญญาณทางอิเล็กทรอนิกส์
7. การออกแบบเป็นแบบบอร์ดเดี่ยวซึ่งช่วยลดโอกาสที่จะเกิดข้อผิดพลาดระหว่างการติดตั้งชิ้นส่วนและชุดประกอบและยังช่วยให้มั่นใจในความเห็นของผู้เขียนว่ารูปแบบที่เหมาะสมที่สุดและการป้องกันโดยรวมและการป้องกันร่วมกันที่ดีของหน่วยการทำงานหลัก การใช้แผงวงจรพิมพ์ที่มีการจัดเรียงตัวนำพิมพ์ด้านเดียว (อีกด้านหนึ่งทำหน้าที่เป็นลวด - หน้าจอทั่วไป) ช่วยให้คุณผลิตบอร์ดคุณภาพสูงที่บ้านโดยใช้เทคโนโลยีที่เรียกว่า "การรีดด้วยเลเซอร์" .

เป็นไปได้ แผนภาพการทำงาน TPP แสดงในรูปที่ 1 ประกอบด้วยหน่วยที่มีโครงสร้างสมบูรณ์จำนวน 5 หน่วย โหนด A1 ประกอบด้วยรีเลย์แบบสลับได้สี่แบนด์ ตัวกรองความถี่ต่ำผ่าน และ เครื่องขยายเสียงบรอดแบนด์กำลัง ซึ่งสามารถนำมาใช้ในการออกแบบใด ๆ ที่เป็นที่รู้จักซึ่งมีการอธิบายซ้ำ ๆ ในวรรณกรรมวิทยุสมัครเล่นได้ โหนด A3 มีตัวลดทอนแบบสองลิงค์ (ลิงค์แรกมีการลดทอนที่ -10 dB, ที่สอง -20 dB ซึ่งอนุญาตให้มีการสลับที่เหมาะสมเพื่อรับค่าการลดทอนสี่ค่าที่ 0, -10 dB, -20 dB , -30 dB และด้วยเหตุนี้จึงจับคู่ช่วงไดนามิกของเส้นทางรับ TPP ให้เหมาะสมที่สุดกับระดับสัญญาณเสาอากาศอินพุตจริง) ซึ่งมีประโยชน์เมื่อทำงานกับเสาอากาศขนาดเต็มและตัวกรองแบนด์พาสสี่แบนด์ซึ่งสามารถใช้เป็น การออกแบบที่เป็นที่รู้จักของ PDF สามวงจร 50 โอห์ม ยังได้อธิบายซ้ำแล้วซ้ำอีกในวรรณกรรมวิทยุสมัครเล่น โหนด A4 เป็นออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ซึ่งใช้เครื่องกำเนิดไฟฟ้าเดี่ยวที่ไม่สามารถสับเปลี่ยนได้ที่ความถี่ 56-64 MHz สามารถปรับได้โดยกลไกโดยใช้ชุดควบคุมหรือด้วยการปรับความถี่อิเล็กทรอนิกส์โดยใช้ตัวต้านทานแบบหลายรอบ และตัวแบ่งความถี่ที่ควบคุมด้วยการแบ่งตัวแปร อัตราส่วน 1,2,4,8 ความเสถียรที่จำเป็นด้วยความช่วยเหลือของ DAC และการอ่านความถี่ดิจิทัลนั้นจัดทำโดยโหนด A2 ซึ่งสร้างขึ้นบนพื้นฐานของมาตราส่วนดิจิทัลสำเร็จรูป "Makeevskaya" ซึ่งสามารถซื้อได้ในหลายภูมิภาคของยูเครนและรัสเซียและไม่ได้อธิบายไว้ที่นี่ เป็นทางเลือกสำหรับ ทำเองเราสามารถแนะนำการพัฒนาที่ได้รับการพิสูจน์แล้วของ A. Denisov

การประมวลผลสัญญาณหลักในโหมดการรับและส่งสัญญาณ - การแปลง, การปราบปรามแถบด้านข้างของกระจกและการกรอง - ดำเนินการโดยโหนด A5 - กระดานหลักของ TPP

ในโหมดรับสัญญาณ สัญญาณจากเอาต์พุต PDF จะถูกส่งไปยังเครื่องตรวจจับมิกเซอร์ U3 ซึ่งใช้ครึ่งหนึ่งของสวิตช์สี่ช่องสัญญาณคู่ความเร็วสูง FST3253 โดยมีเวลาสวิตช์เฉลี่ย 3-4nS ครึ่งหลังของสวิตช์นี้ใช้เป็นมิกเซอร์โมดูเลเตอร์ U2 เมื่อใช้งานสำหรับการส่งสัญญาณ

การใช้สวิตช์สี่ช่องสัญญาณ FST3253 เป็นมิกเซอร์ทำให้สามารถลดความซับซ้อนของวงจรได้เนื่องจากส่วนหนึ่งของฟังก์ชั่นของตัวเปลี่ยนเฟสนั้นดำเนินการโดยลอจิกการควบคุมภายในของสวิตช์ซึ่งเป็นอินพุตที่อยู่ซึ่งรับสัญญาณควบคุมจากตัวนับ 4 (โหนด U4) การสลับแถบด้านข้างการทำงานเกิดขึ้นเมื่อสัญญาณ USB/ULB จ่ายจากวงจรควบคุมโดยการเปลี่ยนลำดับพัลส์ควบคุมขาเข้าจากตัวนับเป็นสวิตช์ ในกรณีนี้ ความถี่ออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่ควรสูงกว่าความถี่ในการทำงานสี่เท่า เป็นผลให้ระบบสัญญาณสี่เฟสถูกสร้างขึ้นที่เอาต์พุตของมิกเซอร์ซึ่งหลังจากการกรองเบื้องต้นด้วยตัวกรองความถี่ต่ำผ่านขั้นตอนเดียว Z3...Z6 และการขยายสัญญาณล่วงหน้าโดยแอมพลิฟายเออร์ดิฟเฟอเรนเชียล A3 และ A4 ผ่าน หน้าสัมผัสแบบปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA3.2...SA3.5 เข้าสู่ตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำผ่าน U6 แอมพลิฟายเออร์ดิฟเฟอเรนเชียล A5, A6 เชื่อมต่อกับเอาต์พุตของตัวหลังเพื่อชดเชยการลดทอนสัญญาณในตัวเปลี่ยนเฟส ถัดไป สัญญาณไซด์แบนด์ที่เป็นประโยชน์ซึ่งได้รับการเปลี่ยนเฟสเป็นศูนย์จะถูกเพิ่มบนตัวบวก A10 และแถบข้างกระจกซึ่งได้รับการเปลี่ยนเฟส 180° จะถูกลบและระงับ ตัวกรอง bandpass ที่ใช้งานหลักเชื่อมต่อกับเอาต์พุตของ adder ผ่านหน้าสัมผัสแบบปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA3.6 ซึ่งเป็นแอมพลิฟายเออร์ปรับมาตรฐานที่เชื่อมต่อแบบอนุกรม A8, FSS Z7 ซึ่งประกอบด้วยตัวกรอง low-pass ลำดับที่สามและ ฟิลเตอร์โลว์พาสลำดับที่หกและแอมพลิฟายเออร์บัฟเฟอร์พร้อมเอาท์พุตดิฟเฟอเรนเชียล A7

สัญญาณที่มีประโยชน์ที่กรองแล้วผ่านหน้าสัมผัสแบบปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA3.1 จะถูกส่งไปยัง ULF ซึ่งประกอบด้วยแอมพลิฟายเออร์ที่ควบคุมแรงดันไฟฟ้า A6 และ ULF A5 สุดท้ายไปยังเอาต์พุตที่เชื่อมต่อกับลำโพง BA1, เครื่องตรวจจับ AGC U5 และการควบคุมเกนและระดับเสียง TPP จะเข้าสู่โหมดการส่งเมื่อเหยียบคันเร่งหรือเมื่อกดปุ่ม

ในกรณีแรกสัญญาณ +TX จะถูกสร้างขึ้นในวงจรควบคุม U7 ซึ่งจะสลับหน้าสัมผัสของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA3 ไปที่ตำแหน่งตรงข้าม ปิดเครื่องตรวจจับมิกเซอร์ U3 และเปิดใช้งานมิกเซอร์โมดูเลเตอร์ U2 เส้นทางไมโครโฟนเปิดอยู่ เพื่อเพิ่มประสิทธิภาพการใช้พลังงานของเครื่องส่งสัญญาณ 8-9 dB (กำลังไฟ 6-8 เท่า) การบีบอัดช่วงไดนามิกของสัญญาณเสียงพูดจะใช้โดยใช้ตัว จำกัด เฟสตามลำดับซึ่งประกอบด้วยตัว จำกัด เครื่องขยายเสียง A12 ซึ่งเป็นตัว จำกัด เฟสเดียว ลิงค์ตัวเปลี่ยนเฟส U9 และตัวจำกัดการล้างข้อมูล U8 ถัดไปสัญญาณที่สร้างขึ้นผ่านหน้าสัมผัสแบบปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA4 และ SA3.6 จะเข้าสู่ตัวกรองแบนด์พาสที่ใช้งานหลักซึ่งเป็นแอมพลิฟายเออร์ปรับมาตรฐานที่เชื่อมต่อแบบอนุกรม A8, FSS Z7 ซึ่งประกอบด้วยตัวกรองความถี่ต่ำผ่านลำดับที่สาม และฟิลเตอร์โลว์พาสลำดับที่หกและแอมพลิฟายเออร์บัฟเฟอร์ที่มีเอาท์พุตดิฟเฟอเรนเชียล A7 สัญญาณที่มีประโยชน์ซึ่งกรองจากฮาร์โมนิกที่เหลือจากเอาต์พุตโดยตรงและผกผันของ FSS ผ่านหน้าสัมผัสแบบปิดของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA3.2 ... SA3.2 จะถูกส่งไปยังอินพุตของตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำ U6 รวมกันใน คู่ซึ่งจำเป็นสำหรับการวางขั้นตอนที่ถูกต้องของสัญญาณมอดูเลตการสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัสซึ่งเป็นผลมาจากเอาต์พุตของสัญญาณหลัง สัญญาณเหล่านี้ส่งผ่านแอมพลิฟายเออร์ดิฟเฟอเรนเชียล A5, A6 ซึ่งชดเชยการลดทอนของสัญญาณในตัวเปลี่ยนเฟสและป้อนเข้ากับตัวผสมกำลังสี่เหลี่ยมจัตุรัส - โมดูเลเตอร์ U2 ที่เอาต์พุตซึ่งสัญญาณของแถบข้างที่มีประโยชน์ซึ่งได้รับศูนย์ การเปลี่ยนเฟส และแถบด้านข้างของกระจกซึ่งได้รับการเปลี่ยนเฟส 180° จะถูกลบออกและถูกระงับ

ในกรณีที่สองเมื่อคุณกดปุ่มในวงจรควบคุม U7 นอกเหนือจาก "+TX" แล้วยังมีการสร้างสัญญาณอีกสองสัญญาณ - "+MIC off" ซึ่งจะปิดเส้นทางไมโครโฟนและเชื่อมต่อเครื่องกำเนิดสัญญาณโทรเลข G2 โดยการสลับหน้าสัมผัสของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA4 และสัญญาณ "+KEY" ซึ่งควบคุมการป้อนคีย์ของเครื่องกำเนิดนี้โดยตรง สัญญาณเสียงโทรเลขผ่านหน้าสัมผัสปิดปกติของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ SA4 และ SA3.6 จะเข้าสู่ตัวกรองแบนด์พาสที่ใช้งานหลักและผ่านเส้นทางเดียวกันกับไมโครโฟน

แผนภาพโหนด A5 - พื้นที่หลักของหอการค้าและอุตสาหกรรมแสดงไว้ในรูปที่. 2. อย่างที่คุณเห็นเรารู้จักส่วนประกอบบางอย่างแล้วและมีการอธิบายโดยละเอียด นอกจากนี้ยังมีการระบุคุณสมบัติบางอย่างของการทำงานและข้อกำหนดสำหรับชิ้นส่วนไว้ที่นั่นด้วย ดังนั้นเราจะไม่อธิบายรายละเอียดเหล่านี้ที่นี่

ในตำแหน่งเริ่มต้น เมื่อหน้าสัมผัส X13, X15 ไม่ได้เชื่อมต่อกับสายทั่วไป เส้นทางจะทำงานในโหมดรับ สัญญาณ +TX ระดับต่ำจะไปที่พิน 1 ของ DD2 และอนุญาตให้การทำงานของเครื่องตรวจจับมิกเซอร์ในขณะที่ผ่านอินเวอร์เตอร์ DD1.1 74AC86 ระดับสูงไปที่พิน 15 ของ DD2 ซึ่งห้ามการทำงานของมิกเซอร์ - โมดูเลเตอร์ เมื่อเปลี่ยนเป็นโหมดส่งสัญญาณ สัญญาณ +TX ระดับสูง(ประมาณ +8.0...8.5 V) จ่ายไฟผ่านตัวแบ่งบนตัวต้านทาน R2R3 ซึ่งตรงกับระดับแรงดันไฟฟ้า เพื่อพิน 1 ของ DD2 และห้ามการทำงานของเครื่องตรวจจับมิกเซอร์ ขณะที่จ่ายไฟระดับต่ำผ่านอินเวอร์เตอร์ DD1.1 เพื่อปักหมุด 15 ของ DD2 เพื่อให้สามารถใช้งานมิกเซอร์-โมดูเลเตอร์ได้

ดังนั้นในโหมดรับสัญญาณจากเอาต์พุต PDF ผ่านวงจร C4R7 จะถูกส่งไปยังมิกเซอร์สี่เฟส (การสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัส) DD2 ซึ่งสร้างขึ้นที่ครึ่งล่างของสวิตช์สี่ช่องสัญญาณ FST3253 (คุณสามารถใช้ SVT3253 และ อะนาล็อกอื่น ๆ ที่ผลิตขึ้น โดยผู้ผลิตที่แตกต่างกันโดยมีการเปลี่ยนชื่อเล็กน้อย) เพื่อเพิ่มประสิทธิภาพ สวิตช์ได้รับพลังงานจากแรงดันไฟฟ้าที่เพิ่มขึ้น +6 V จากตัวกันโคลง VR1 ตัวต้านทาน R7 ปรับปรุงความสมดุลและปรับความต้านทานให้เท่ากัน กุญแจสาธารณะ(โดยทั่วไปประมาณ 4 โอห์ม โดยมีการแพร่กระจายทางเทคโนโลยี ±10%) แรงดันไบแอสจากตัวแบ่ง R1R11 เท่ากับ +3V ถูกส่งไปยังอินพุตของสวิตช์ผ่านตัวต้านทาน R10 ซึ่งช่วยให้มั่นใจได้ถึงการทำงานของมิกเซอร์ในส่วนเชิงเส้นตรงที่สุดของคุณสมบัติ สัญญาณควบคุม (เฮเทอโรไดน์) ที่ส่งไปยังสวิตช์นั้นมาจากตัวนับตัวหารแบบซิงโครนัสด้วย 4 ซึ่งสร้างบน D-flip-flop ของไมโครวงจร DD3 74AC74 มีรูปร่างคดเคี้ยวและมีการเปลี่ยนเฟส 90 องศา ในที่สุดก็สร้างมันขึ้นมา วงจรภายในควบคุมสวิตช์เองเพื่อให้เปิดทั้งสี่ปุ่มสลับกัน เพื่อความชัดเจนในรูป ในรูป 2 ตรงข้ามกับพินที่สอดคล้องกันของไมโครวงจร DD1 เฟสของสัญญาณเอาต์พุตจะถูกระบุ องค์ประกอบ DD1.2, DD1.3 ซึ่งรวมอยู่ในวงจรป้อนกลับของตัวนับซิงโครนัสควบคุมลำดับการมาถึงของพัลส์ควบคุมไปยังสวิตช์และมีไว้สำหรับการเลือกแถบด้านข้างที่ทำงาน ในตำแหน่งเริ่มต้นนี่คือตำแหน่งบนสุดและเมื่อปิดหน้าสัมผัส X3 กับสายสามัญ ส่วนล่างจะถูกจัดสรร

ตัวเก็บประจุโหลด (C21C28, C22C29 ฯลฯ) เชื่อมต่อกับเอาต์พุตของทั้งสี่ช่องของเครื่องตรวจจับการสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัส โดยจำกัดแบนด์วิดท์ของเครื่องตรวจจับไว้ที่ประมาณ 3000 Hz

ดังที่ฉันได้กล่าวไว้ในบทความข้างต้นแล้ว ช่วงไดนามิกของมิกเซอร์ที่สร้างขึ้นบนพื้นฐานของสวิตช์ความเร็วสูงที่ทันสมัย ​​(74NS405x, FST3253) ไม่ได้ถูกจำกัดโดยมิกเซอร์ แต่โดย ULF เบื้องต้นจากด้านบนเนื่องจากการตรวจจับโดยตรงของ มีสัญญาณรบกวน AM อยู่ในนั้น และจากด้านล่างก็มีเสียงรบกวน DD2 สามารถปรับปรุงได้อีก 10...20 dB โดยการติดตั้งตัวกรองความถี่ต่ำผ่านเพิ่มเติมหลังมิกเซอร์ แนวคิดนี้ถูกนำไปใช้ในหอการค้าและอุตสาหกรรมโดยการติดตั้งตัวกรองความถี่ต่ำผ่านขั้นตอนเดียว (R30C34, R31C35 ฯลฯ) โดยมีความถี่คัตออฟประมาณ 6 kHz ในเรื่องนี้ การออกแบบวงจรการใช้ตัวกรองความต้านทาน ULF เบื้องต้นที่อินพุตไม่ได้ทำให้ความไวลดลงอย่างเห็นได้ชัด (อย่างน้อยฉันก็ไม่สามารถตรวจจับสิ่งนี้ได้ด้วยเครื่องมือ) แต่มีผลเชิงบวกมากที่สุดในการปรับปรุงโดยรวมหรือหากคุณต้องการการเลือกที่แท้จริง .

ในอีกด้านหนึ่ง สิ่งนี้ให้การปราบปรามสัญญาณรบกวนนอกย่านความถี่ที่ดี ในทางกลับกัน จะแนะนำการเปลี่ยนเฟสเพิ่มเติมที่เห็นได้ชัดเจนในสัญญาณที่มีประโยชน์ ดังนั้นตัวต้านทานและตัวเก็บประจุที่สอดคล้องกันในทั้งสี่ช่องสัญญาณจะต้องมีความเสถียรทางความร้อนและเลือก สำหรับความจุที่มีความแม่นยำไม่ต่ำกว่า 0.2% (ที่นี่และเพิ่มเติมหมายถึงความแม่นยำของการเลือกองค์ประกอบของสี่ช่องสัญญาณระหว่างกัน ค่าสัมบูรณ์สามารถมีการกระจายได้ถึง 5%)

ออปแอมป์ DA3, DA4 NE5532 เชื่อมต่อตามวงจรแอมพลิฟายเออร์วัดส่วนต่าง ปรับปรุงความสมมาตรของสัญญาณ และลดการรบกวนในโหมดทั่วไป (ผลิตภัณฑ์การตรวจจับ AM การรบกวนความถี่หลัก ฯลฯ) ตามสัดส่วน Kus = 19 ครั้ง การขยายเสียงเบื้องต้นดังกล่าวเหมาะสมที่สุดในความเห็นของผู้เขียน เพื่อให้แน่ใจว่ามีความไวสูงและชดเชยการสูญเสียในตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำในโหมดรับ โดยไม่กระทบต่อช่วงสัญญาณอินพุตที่อนุญาตในพาสแบนด์ ต้องเลือกตัวต้านทานในวงจรป้อนกลับ R45, R46, R49-R52 ด้วยความแม่นยำไม่ต่ำกว่า 0.5%

เนื่องจากตัวกรองความถี่ต่ำใช้สำหรับทั้งการรับและการส่งสัญญาณจึงใช้สวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ DD4,DD5 HCF4066 เพื่อสลับอินพุต (สามารถแทนที่ด้วยตัวกรองที่คล้ายกันจากซีรีส์ CD4000 หรือ 1561KT3 ในประเทศ) เอาต์พุตของปรีแอมป์ดิฟเฟอเรนเชียลผ่านปุ่มอิเล็กทรอนิกส์ของสวิตช์ DD4 ซึ่งเปิดในโหมดรับ (ในกรณีนี้สัญญาณควบคุม + TX ต่ำและปุ่มอิเล็กทรอนิกส์ DD5 ปิดอยู่) เชื่อมต่อกับแปดบาร์สี่เฟสสี่เฟส ตัวเปลี่ยนเฟส RC ความถี่ต่ำบนองค์ประกอบ R69-R126 และ C57-C109 เมื่อสลับไปที่โหมดการส่งข้อมูล สัญญาณ +TX ในระดับสูง (ประมาณ +8...8.5 V) จะเปิดสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ของสวิตช์ DD5 โดยเชื่อมต่ออินพุต LF PV เข้ากับเอาต์พุตแอนติเฟสของ FSS (พิน 7 DA5 .1 และ DA2.2) ในกรณีนี้ ทรานซิสเตอร์ VT1 ซึ่งแปลงสัญญาณควบคุม +TX ไปที่ระดับต่ำ (ประมาณ +0...0.5 V) จะปิดสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ของสวิตช์ DD4 ซึ่งจะตัดการเชื่อมต่อปรีแอมพลิไฟเออร์จากตัวกรองความถี่ต่ำ และตามลำดับ จากเส้นทางการส่งสัญญาณ

LF PV นี้แม้จะมีองค์ประกอบเพิ่มขึ้น แต่ก็มีการออกแบบที่เรียบง่าย ด้วยการชดเชยร่วมกันของความไม่สมดุลของเฟสและแอมพลิจูดของแต่ละเชน จึงเป็นไปได้ที่จะใช้องค์ประกอบที่มีความทนทาน ±5% (แน่นอนว่าความแม่นยำในการเลือกองค์ประกอบสี่เท่าไม่ควรแย่กว่า 0.5%) ในขณะที่ยังคงรักษาไว้ ความแม่นยำสูงการเปลี่ยนเฟส เพื่ออำนวยความสะดวกในการเลือกองค์ประกอบ จึงได้เลือกตัวเลือก PV ความถี่ต่ำบนตัวเก็บประจุที่เหมือนกัน ตัวเลือกนี้เมื่อเปรียบเทียบกับตัวเลือกที่ใช้แล้ว จะมีการลดทอนที่มากกว่าเล็กน้อย ซึ่งสามารถชดเชยได้อย่างง่ายดายโดยการเพิ่มกำไรจากขั้นตอนเบื้องต้น มูลค่าของความจุอาจแตกต่างกัน - ค่าที่เหมาะสมที่สุดอยู่ในช่วง 10-33 nF – ด้วย ความจุที่มากขึ้นการโอเวอร์โหลดของ pre-ULF เป็นไปได้ และยิ่งน้อยลง วงจร LF PV ก็จะมีอิมพีแดนซ์สูงและอันตรายจากการรบกวนและการรบกวนจะเพิ่มขึ้น ตัวเลือกสำหรับค่าตัวต้านทานที่เป็นไปได้ขึ้นอยู่กับความจุ LF PV ที่เลือกแสดงไว้ในตารางที่ 1

	R66-69	R75-78	R82-86	R91-94	R99-102	R108-111	อาร์115-118	อาร์123-126
10nF	4.7k	6.8k	10,000	13ก	20,000	27k	43k	56k
10nF	3.3k	4.3k	6.2k	9.1k	13ก	20,000	30,000	39,000
10nF	2.2k	3k	4.3k	6.2k	9.1k	13ก	20,000	27k
10nF	1.5k	2k	3k	3.9k	6.2k	9.1k	13ก	20,000

ตารางที่ 1.

จากเอาต์พุตของรูปคลื่นความถี่ต่ำ สัญญาณจะถูกส่งไปยังออปแอมป์ DA7, DA8 ซึ่งเชื่อมต่อกันตามวงจรแอมพลิฟายเออร์การวัดส่วนต่าง ซึ่งปรับปรุงความสมมาตรของสัญญาณให้ดียิ่งขึ้นและลดการรบกวนในโหมดทั่วไป (ผลิตภัณฑ์ตรวจจับ AM การรบกวนความถี่หลัก ฯลฯ) ตามสัดส่วน Kus = 7 ครั้ง ในความเห็นของผู้เขียน การขยายดังกล่าวเพียงพอที่จะชดเชยการสูญเสียในรูปคลื่นความถี่ต่ำในโหมดการส่งผ่าน จำเป็นต้องเลือกตัวต้านทานในวงจรป้อนกลับ R130-R135 ด้วยความแม่นยำไม่ต่ำกว่า 0.5% เนื่องจากในโหมดการส่งสัญญาณเอาต์พุตของสเตจดิฟเฟอเรนเชียลนี้เชื่อมต่อกับโหลดความต้านทานต่ำ - โมดูเลเตอร์ (ปิดอยู่ในระหว่างการรับสัญญาณ) เอาต์พุตของ op-amp DA7, DA8 จึงขับเคลื่อนโดยคู่ของทรานซิสเตอร์เสริม VT8VT9, VT10VT11 ฯลฯ (ชิ้นส่วนที่สามารถซ่อมบำรุงได้ เช่น KT315, 361 หรือ KS547, 557) คงจะเหมาะสมกว่าถ้าใช้ออปแอมป์กำลังปานกลางคุณภาพสูง แต่ไม่มีในพื้นที่ของเรา และดังที่ประสบการณ์ได้แสดงให้เห็น โซลูชันที่ใช้นั้นทำงานได้อย่างมีประสิทธิภาพและเชื่อถือได้

ถัดไป สัญญาณสี่เฟสจะถูกป้อนเข้ากับอินพุตของแอดเดอร์แบบคลาสสิกที่ออปแอมป์ DA9.1 ซึ่งต้องขอบคุณการเปลี่ยนเฟสที่เกิดขึ้น สัญญาณของแถบด้านข้างด้านล่างจึงถูกเพิ่มและขยาย และสัญญาณของแถบด้านบน แถบด้านข้างจะถูกลบและระงับ สัญญาณจากเอาต์พุตของ adder ผ่านตัวกรอง bandpass แบบพาสซีฟ R160C127R161C128 จะถูกส่งไปยังคีย์แรก (พิน 1-2) ของสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ DD6 HCF4066 (สามารถแทนที่ด้วยสัญญาณที่คล้ายกันจากซีรีย์ CD4000 หรือในประเทศ 1561KT3) ซึ่งก็คือ ควบคุมโดยปุ่มที่สอง (พิน 8-9) เปิดโดยสัญญาณอินเวอร์เตอร์ควบคุม + TX ในโหมดรับ สัญญาณ +TX จะมีระดับต่ำ ดังนั้นสวิตช์แรกจึงเปิดอยู่และสัญญาณที่มีประโยชน์จะเข้าสู่อินพุตของแอมพลิฟายเออร์นอร์มอลไลซ์ DA6.2 ได้อย่างอิสระ น้ำตกแห่งนี้ งานหลัก- จัดเตรียม ระดับที่เหมาะสมที่สุดสัญญาณทั้งในเส้นทางรับและส่งสัญญาณของหอการค้าและอุตสาหกรรม ในโหมดรับ Kus = R122 / (R161 + R160) = 1.3 จะถูกเลือกให้เล็กซึ่งจำเป็นเพื่อให้แน่ใจว่ามีช่วงสูงสุด ระดับที่อนุญาตสัญญาณในพาสแบนด์ ตัวเก็บประจุ C105 จำกัดแบนด์วิธของสเตจนี้ไว้ที่ประมาณ 3 kHz เมื่อสลับไปที่โหมดส่งสัญญาณ สัญญาณ +TX ในระดับสูง (ประมาณ +8...8.5V) จะปิดคีย์แรกและเปิดคีย์ที่สาม กุญแจอิเล็กทรอนิกส์(หมุด 3-4) ของสวิตช์ DD6 ดังนั้นจึงตัดการเชื่อมต่อเอาต์พุตของตัวบวกออกจากแอมพลิฟายเออร์ปรับมาตรฐานและเชื่อมต่อกับเอาต์พุตที่เชื่อมต่อแบบขนานของไมโครโฟนและเส้นทางโทรเลข หากเส้นทางไมโครโฟนทำงานอยู่ (ซึ่งถูกกำหนดโดยสัญญาณควบคุม MICoff และ +KEY แต่จะเพิ่มเติมเกี่ยวกับสิ่งนี้ด้านล่างเมื่ออธิบายโหนดที่เกี่ยวข้อง) อัตราขยายของแอมพลิฟายเออร์ปรับมาตรฐาน Kus = R122/R140 และสำหรับเส้นทางโทรเลข Kus = อาร์122/อาร์129. สิ่งนี้ทำให้คุณสามารถตั้งค่าระดับที่เหมาะสมที่สุดของสัญญาณมอดูเลตแยกกันสำหรับเส้นทางไมโครโฟนและโทรเลขโดยใช้ตัวต้านทานการตัดแต่ง R129, R140 ระหว่างการตั้งค่า

นอกจากนี้ ในโหมดรับสัญญาณ สัญญาณจะได้รับจากตัวกรองความถี่สัญญาณหลักที่ใช้งานอยู่ (FSF) ซึ่งสร้างจากลิงก์ลำดับที่ 3 สามลิงก์ที่เชื่อมต่อแบบอนุกรม - ตัวกรองความถี่สูงผ่านหนึ่งตัวที่มีความถี่คัตออฟ 350 เฮิรตซ์บน DA5 ออปแอมป์ 2 ตัวและฟิลเตอร์โลว์พาสสองตัวที่มีความถี่คัตออฟ 2900 Hz บนออปแอมป์ DA6.1 และ DA5.1

เพื่อปรับปรุงการแยกและลดการรบกวนในวงจรจ่ายไฟ น้ำตกของแอมพลิฟายเออร์ดิฟเฟอเรนเชียล DA3, DA4, DA7, DA8 และส่วนที่เหลือของส่วนสัญญาณขนาดเล็กของเส้นทาง (แอดเดอร์, FSS, MSO ฯลฯ ) จะถูกขับเคลื่อนจากแยกกัน สารเพิ่มความคงตัว VR2,VR3. ตัวแบ่งแรงดันไฟฟ้าของแหล่งจ่าย R72R73, R86R119, R96R153 สร้างแรงดันไบแอสสำหรับ op-amp ของโหนดที่เกี่ยวข้องซึ่งมีแหล่งจ่ายแบบยูนิโพลาร์

สัญญาณกรองจากเอาต์พุต FSS จะถูกส่งผ่านวงจรแยก R53C48 (ตัวกรองความถี่สูงผ่านระดับเดียวที่มีความถี่คัตออฟประมาณ 300 Hz) ไปยังอินพุตของสเตจแอมพลิฟายเออร์แบบปรับได้ที่ออปแอมป์ DA2.1 อัตราขยายของมันถูกกำหนดโดยอัตราส่วนของความต้านทานรวมของตัวต้านทาน R29 ที่เชื่อมต่อแบบขนานในวงจร OOS และความต้านทานของช่องสัญญาณของทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนาม VT3 KP307G (ทรานซิสเตอร์ใด ๆ จากซีรีย์ KP302, KP303, KP307 ที่มีการตัด - แรงดันไฟฟ้าปิดไม่เกิน 3.5 V ที่กระแสเดรนเริ่มต้นสูงสุดที่เป็นไปได้ เหมาะสมที่นี่) ถึงความต้านทานของตัวต้านทาน R53 เมื่อแรงดันไบแอสที่เกต VT3 เปลี่ยนจาก 0 เป็น +4.5 V Kus จะเปลี่ยนจาก 40 เป็น 0.002 เช่นจาก +32 เป็น – 54 dB ซึ่งให้การควบคุมอัตโนมัติ (AGC) และแบบแมนนวล (RRU) ที่มีประสิทธิภาพของอัตราขยายโดยรวมของ ผู้รับ . รูปที่ 3 แสดงกราฟของการพึ่งพาแรงดันไฟฟ้าที่เอาต์พุตของ ULF บนแรงดันไฟฟ้าที่อินพุตของ DFT ของสำเนา TPP ของผู้เขียน ซึ่งแสดงให้เห็นการทำงานของ AGC วงจร R27R34С33 จ่ายแรงดันสัญญาณครึ่งหนึ่งให้กับเกตของทรานซิสเตอร์ VT3 ซึ่งปรับปรุงความเป็นเส้นตรงของคุณสมบัติการควบคุมซึ่งเป็นผลมาจากการที่แม้จะมีสัญญาณอินพุต 2 Veff (สัญญาณสูงสุดที่เป็นไปได้ที่เอาต์พุตของตัวกรองแบนด์พาสหลัก) ระดับความบิดเบี้ยวไม่เชิงเส้นไม่เกิน 0.1%

ขนานกับท่อระบายน้ำและขั้วต่อแหล่งที่มาของทรานซิสเตอร์ VT3 โดยจะเชื่อมต่อสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ VT2 บนทรานซิสเตอร์ KP307G (การเปลี่ยนที่เป็นไปได้จะเหมือนกับ VT3) เมื่อสลับไปที่โหมดส่งสัญญาณ สัญญาณ +TX ระดับสูง (ประมาณ +8.0...8.5 V) จะเข้ามาผ่านตัวแบ่งบนตัวต้านทาน R28R37 ซึ่งจะลดระดับแรงดันไฟฟ้าที่เกต VT2 เป็น +4.3...4.5 V ซึ่งนำไปสู่การเปิดเต็มรูปแบบ ความต้านทานช่องสัญญาณต่ำ (ประมาณ 50-80 โอห์ม) ทรานซิสเตอร์เปิด VT2 สับเปลี่ยนตัวต้านทาน R29 ของวงจร OOS อย่างมากซึ่งทำให้ ULF Kus ลดลงประมาณ 16-20,000 ค่าสัมประสิทธิ์การส่งผ่าน ULF ที่เหลือเล็กน้อย (Kus = 0.1-0.15 เท่า) ในทางปฏิบัติแล้วไม่รบกวนการทำงานกับไมโครโฟน และช่วยให้คุณได้รับความเงียบ แต่เป็นสัญญาณที่ชัดเจนของการควบคุมตนเองเมื่อทำงานกับโทรเลข วงจร D6R38C38 ช่วยให้มั่นใจได้ว่าการเปิดคีย์ VT2 อย่างรวดเร็ว (เศษส่วนของมิลลิวินาที) เมื่อเปลี่ยนไปใช้การส่งสัญญาณและการปิดอย่างช้า (ประมาณ 50 มิลลิวินาที ซึ่งกำหนดโดยค่าคงที่เวลา R38C38) เมื่อสลับไปใช้การรับ ซึ่งช่วยลดการคลิกเสียงดังในโทรศัพท์เมื่อ การสลับโหมดการทำงาน

สัญญาณจากเอาต์พุตของ op-amp DA2.1 จะถูกส่งผ่านตัวกรองความถี่ต่ำผ่านลิงก์เดียว R23C16 ไปยังอินพุตของตัวกรองความถี่ต่ำผ่านสุดท้าย DA1 LM386N ด้วย Kus = 80 และเพิ่มเติมจากเอาต์พุต DA1 ถึงเอาต์พุตของ บอร์ดไปยังตัวควบคุมระดับเสียงและผ่านโซ่ R16R17С14 ไปยังเครื่องตรวจจับ AGC ซึ่งทำจากไดโอด VD1-VD5 KD522 (คุณสามารถใช้ซิลิคอน KD510, KD521, 1N4148 เป็นต้น) และมีวงจรควบคุมสองวงจร - วงจรเฉื่อยพร้อมตัวเก็บประจุ C26 และตัวที่ออกฤทธิ์เร็วด้วยตัวเก็บประจุ C19 ซึ่งช่วยให้ปรับปรุงการทำงานของ AGC ในสภาวะสัญญาณรบกวนแบบพัลส์ จุดเชื่อมต่อทั่วไปขององค์ประกอบเครื่องตรวจจับ AGC เชื่อมต่อกับตัวแบ่ง R19R20R36.0R2 ซึ่งสร้างแรงดันไบแอสเริ่มต้นของทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนาม เมื่อใช้ตัวต้านทานทริมเมอร์ R19 จะถูกตั้งค่าให้เหมาะสมที่สุดสำหรับอินสแตนซ์เฉพาะของทรานซิสเตอร์ และหากจำเป็น อัตราขยายโดยรวมของเครื่องรับจะถูกปรับ ตัวต้านทาน 0R2 (อยู่นอกโหนด A5) ควบคุมอัตราขยายโดยรวมอย่างรวดเร็วเมื่อฟังอากาศ ที่จริงแล้ว การปรับค่านี้เทียบเท่ากับการเปลี่ยนค่า RF หรือ IF ในซูเปอร์เฮเทอโรไดน์

แอมพลิฟายเออร์ไมโครโฟนพร้อมตัว จำกัด เฟสอนุกรม (SLP) ผลิตขึ้นโดยใช้ออปแอมป์ DA10 NE5532 ออกแบบมาเพื่อใช้กับไมโครโฟนอิเล็กเตรต กำลังไฟ +9 V จ่ายผ่านโซ่ R165, C133, R166 ตัวต้านทาน R165 กำหนดกระแส (ในกรณีนี้คือประมาณ 0.75 mA ซึ่งเหมาะสำหรับชุดหูฟังคอมพิวเตอร์หลายประเภทและสามารถปรับได้หากจำเป็น) และตามโหมดการทำงานของไมโครโฟน ตัวเก็บประจุ C74, C129 ใช้เพื่อป้องกันสัญญาณรบกวน RF สัญญาณจากไมโครโฟนถูกป้อนไปยังอินพุตของแอมพลิฟายเออร์ลิมิตเตอร์ (พิน 3 ของ DA10.1) ผ่านฟิลเตอร์พาสซีฟไฮพาส C134, R163, R156 ด้วยความถี่คัตออฟประมาณ 5.5 kHz ซึ่งให้การเพิ่มขึ้นของ ส่วนประกอบความถี่สูงของสเปกตรัมประมาณ 6 เดซิเบล/ออคเทฟ ซึ่งปรับปรุงคุณภาพและความชัดเจนของสัญญาณที่สร้างได้อย่างมาก การใช้วงจรแก้ไขแบบพาสซีฟดังกล่าวทำให้สัญญาณไมโครโฟนอ่อนลง (ประมาณ 14 dB ที่ความถี่ 1 kHz) แต่เมื่อคำนึงถึงความจริงที่ว่าไมโครโฟนอิเล็กเตรตสร้างสัญญาณระดับสูงที่เอาต์พุต (โดยเฉลี่ย -5-15 mV และสูงถึง 50-70 mV ในโหมดเสียงดัง "A") ช่วยให้คุณสามารถลดความซับซ้อนของวงจรได้อย่างมากโดยไม่สูญเสียคุณภาพของสัญญาณ อัตราขยายของแอมพลิฟายเออร์ลิมิตเตอร์ DA10.1 ถูกกำหนดโดยอัตราส่วนของตัวต้านทาน R152, R162 และในกรณีนี้เท่ากับประมาณ 1,000 ซึ่งเมื่อคำนึงถึงการลดทอนโดยวงจรแก้ไข 5 เท่า (ประมาณ 14 dB ที่ ความถี่ 1 kHz ซึ่งเรากำลังคำนวณ) ให้กำไรโดยรวม = 200 . เกณฑ์จำกัดของไดโอด D19,20 (คุณสามารถใช้ซิลิคอน KD522, KD521,1N4148 เป็นต้น) มีค่าประมาณ 600 mV ดังนั้นจุดเริ่มต้นของข้อจำกัดสำหรับสัญญาณไมโครโฟนคือประมาณ 3 mV ในระหว่างการทดสอบกับไมโครโฟนตัวใดตัวหนึ่ง ดูเหมือนว่าอัตราขยายนี้มากเกินไป สามารถแก้ไขได้ง่ายๆ ด้วยการเพิ่มตัวต้านทาน R162 ตามสัดส่วน หลังจากทดสอบ MOU นี้แล้ว ฉันก็ได้ข้อสรุปว่าการขยายสัญญาณดังกล่าวเหมาะสมที่สุดเพราะว่า จะช่วยให้คุณทำงานกับไมโครโฟนได้หลายประเภทโดยไม่ต้องปรับแต่งเพิ่มเติม หากต้องการคุณสามารถแนะนำการปรับระดับการทำงานของคลิปปิ้งในช่วง 0-30 dB ซึ่งคุณต้องใส่ตัวต้านทานแบบปรับค่าได้ 1-2.2 kOhm ในซีรีย์ที่มี R162 โดยควรมีคุณลักษณะลอการิทึมซึ่งสามารถแสดงได้ แผงด้านหน้า

การออกแบบวงจรอินพุตของ MSO ช่วยให้ทำการแก้ไขการตอบสนองความถี่ที่ค่อนข้างใหญ่และยืดหยุ่นได้อย่างง่ายดายหากจำเป็นและเปลี่ยนแปลงการเน้นล่วงหน้าซึ่งอาจจำเป็นเมื่อปรับคุณภาพของเสียงที่สร้างขึ้นให้เหมาะสมที่สุดขึ้นอยู่กับลักษณะเฉพาะ ของไมโครโฟนตัวใดตัวหนึ่งและเสียงของผู้ปฏิบัติงาน ตัวอย่างเช่น ด้วยเสียงต่ำและทื่อ คุณสามารถเลือก R162 = 6.8 โอห์ม และ C132 = 22 µF ซึ่งจะให้ความถี่เสียงเพิ่มขึ้นเพิ่มเติมจากประมาณ 1,000 Hz และถ้าในเวลาเดียวกันคุณติดตั้งตัวเก็บประจุ C129 = 47 nF ซึ่งเมื่อรวมกับ R163 = 1 kOhm จะสร้างตัวกรองความถี่ต่ำผ่านที่มีความถี่คัตออฟประมาณ 3 kHz การตอบสนองความถี่ที่เกิดขึ้นของวงจรอินพุตจะได้รับรูปร่างเรโซแนนซ์ที่เด่นชัดอย่างเห็นได้ชัดโดยมีจุดสูงสุดที่ความถี่ประมาณ 2.5-2.7 kHz ซึ่งจะส่งผลเชิงบวกต่อความชัดเจนของสัญญาณ
สัญญาณซึ่งจำกัดไว้เกือบเป็นสัญญาณสี่เหลี่ยม จะถูกป้อนไปยังตัวเปลี่ยนเฟสแบบลิงก์เดียวที่สร้างบนออปแอมป์ DA10.2 ความถี่ธรรมชาติของวงจรเปลี่ยนเฟส R145, C115 ถูกเลือกให้อยู่ที่ประมาณ 400Hz ตามที่การทดลองแสดงให้เห็น ให้ผลลัพธ์ที่ดีกว่าความถี่ 500-600Hz ที่แนะนำโดยทั่วไปเล็กน้อย ในเวลาเดียวกันวิธีเฟสจะระงับฮาร์โมนิกของสัญญาณที่ จำกัด อย่างมีประสิทธิภาพในช่วงความถี่ตั้งแต่ 500 ถึง 1,000 Hz และที่สูงกว่า 1,000 Hz จะระงับฮาร์โมนิกของ FSS หลักอย่างมีประสิทธิภาพไม่น้อย สำหรับ การดำเนินงานที่เหมาะสมตัวเปลี่ยนเฟส, ตัวต้านทาน R142, R144 ควรมีค่าเท่ากัน (ไม่ควรแย่กว่า +-1%) ค่านั้นไม่สำคัญและสามารถอยู่ในช่วง 3.3-100 kOhm เมื่อสัญญาณความถี่ต่ำแบบจำกัดผ่านตัวเปลี่ยนเฟส ฮาร์โมนิคจะได้รับการเปลี่ยนเฟสประมาณ 70-100 องศา สัมพันธ์กับความถี่พื้นฐาน ในกรณีนี้ รูปร่างของสัญญาณสี่เหลี่ยมจะบิดเบี้ยวอย่างมาก และฮาร์โมนิคซึ่งก่อนหน้านี้สร้างแนวหน้าสูงชัน บัดนี้ก่อตัวเป็นไฟกระชากใกล้จุดสูงสุดของแรงดันไฟฟ้าไซนูซอยด์ของความถี่พื้นฐาน การปล่อยก๊าซเหล่านี้ถูกตัดออกโดยลิมิตเตอร์ตัวที่สองที่ทำกับไดโอด D17, D18.. ที่นี่ฉันอยากจะดึงความสนใจของเพื่อนร่วมงานไปที่ จุดสำคัญซึ่งฉันเองสะดุดระหว่างการทดสอบครั้งแรก - ประสิทธิภาพหรือถ้าคุณต้องการคุณภาพของการดำเนินงานของ MOU ดังกล่าวซึ่งประกอบด้วยตัว จำกัด ลำดับสองตัว (บางครั้งมากกว่า) ขึ้นอยู่กับระดับ (ความแข็งแกร่ง) ของข้อ จำกัด เป็นอย่างมาก ของอันที่หนึ่งและการผันของระดับขีดจำกัดของลิมิตเตอร์ที่หนึ่งและที่สอง ยิ่งไปกว่านั้น ยิ่งเราจำกัดสัญญาณมากเท่าใด ผลของการปราบปรามเฟสของฮาร์โมนิคก็จะยิ่งเด่นชัดมากขึ้นเท่านั้น สิ่งนี้ได้รับการยืนยันอย่างดีจากผลลัพธ์ของการทดลองที่แสดงในรูปที่ 1 4 – เมื่อจำกัดไว้ที่ 30-40 dB ระดับความผิดเพี้ยนแบบไม่เชิงเส้นที่ความถี่ 500-900 Hz จะเท่ากันและไม่เกิน 8.5% คะแนนสูงสุดได้รับหากระดับของตัว จำกัด ที่สองเท่ากับ 0.5-0.7 ของระดับแรกดังนั้นฉันจึงใช้ไดโอด KD514 ในวินาที ค่อนข้างยอมรับได้ที่จะแทนที่ด้วย KD522, 1N4148 - การวัดพบว่าความบิดเบี้ยวแบบไม่เชิงเส้นเพิ่มขึ้นเล็กน้อยเป็นประมาณ 11-12% แต่สัญญาณฟังดูค่อนข้างดี

สวิตช์อิเล็กทรอนิกส์บนทรานซิสเตอร์ VT16 KP307G (การเปลี่ยนที่เป็นไปได้จะเหมือนกับ VT2, VT3) โดยแบ่งวงจร OOS ของ op-amp DA10.2 และองค์ประกอบที่สี่ (พิน 10-11) ของสวิตช์ DD6 เชื่อมต่อ MOU เอาต์พุตไปยังสายทั่วไป ทำหน้าที่ตัดการเชื่อมต่อเส้นทางไมโครโฟนในโหมดการทำงานการรับหรือโทรเลข ซึ่งใช้สัญญาณควบคุมระดับสูง (แรงดันไฟฟ้าประมาณ +8.0...8.5 V) +ปิด MIC การควบคุมแบบสองขั้นตอนหรือสองปุ่มนี้ช่วยให้มั่นใจได้ว่าการปิดเสียงไมโครโฟนจะเชื่อถือได้ และกำจัดสัญญาณรบกวนในโหมดรับและโทรเลขโดยสิ้นเชิง

เครื่องกำเนิดสัญญาณโทรเลขถูกสร้างขึ้นบน DA9.2 op-amp ตามวงจรที่มีสะพาน Wien R98R107C87C95 ในวงจรตอบรับเชิงบวก ความถี่ในการสร้างถูกกำหนดโดยสูตร f = 0.159/R98C87 ในกรณีนี้จะเท่ากับ 1,000 เฮิรตซ์โดยประมาณ และสามารถเปลี่ยนแปลงได้หากจำเป็น ที่ค่าความถี่ที่ระบุ FSS หลักจะระงับฮาร์โมนิคได้อย่างมีประสิทธิภาพ ส่งผลให้ได้สัญญาณเสียงที่คมชัดที่เอาต์พุตของ TPP การรักษาเสถียรภาพของแอมพลิจูดของการสั่นที่เกิดขึ้นอย่างเข้มงวดนั้นดำเนินการโดยใช้ไดโอดแบบ back-to-back D14, D15 (สามารถใช้ซิลิคอน KD522, KD521, 1N4148 ฯลฯ ก็ได้) ที่ระดับประมาณ 0.25 Veff จากนั้นสัญญาณเครื่องกำเนิดจะถูกส่งไปยังสวิตช์อิเล็กทรอนิกส์ VT7 KP307G ผ่านตัวกรองความถี่ต่ำผ่านลิงก์เดียวซึ่งลดระดับฮาร์โมนิกส์ (การเปลี่ยนที่เป็นไปได้จะเหมือนกับ VT2, VT3) ซึ่งควบคุมสัญญาณโทรเลขโดยตรง เมื่อสัญญาณควบคุมระดับสูงเข้าสู่วงจรเกต (ประมาณ +8.0…8.8V) +KEY สัญญาณนี้มาถึงผ่านตัวแบ่งบนตัวต้านทาน R114R121 ซึ่งจะลดระดับแรงดันไฟฟ้าลงที่ +4.3...4.5V ที่เกท VT7 วงจร D16R120R128C110 ได้รับการออกแบบมาเพื่อสร้างสัญญาณควบคุมสี่เหลี่ยมคางหมูจากสัญญาณสี่เหลี่ยม +KEY ในวงจรเกต โดยมีเวลาเพิ่มขึ้นประมาณ 15 มิลลิวินาที และเวลาตกประมาณ 20 มิลลิวินาที ตามความเห็นของผู้เขียนค่าดังกล่าวเหมาะสมที่สุดสำหรับความเร็วในการส่งข้อมูลเฉลี่ย 90-120 อักขระต่อนาที หากคุณต้องการทำงานที่ความเร็วสูงขึ้นขอแนะนำให้เลือกความจุ C110 เท่ากับ 47 nF ในกรณีนี้ระยะเวลาของการขึ้นและลงของข้อความโทรเลขที่สร้างขึ้นจะอยู่ที่ประมาณ 7 และ 10 มิลลิวินาที ซึ่งสอดคล้องกับค่าที่แนะนำตามประเพณีใน วรรณคดีรัสเซีย. ด้วยคุณสมบัติแรงดันไฟฟ้ากระแสกำลังสองของทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนาม รูปร่างของเปลือกของพัลส์ที่สร้างขึ้นจึงใกล้เคียงกับรูประฆังที่เหมาะสมที่สุด ซึ่งแน่นอนว่าให้สเปกตรัมแคบของการแผ่รังสีการส่งโทรเลข โดยมีเงื่อนไขว่า น้ำตก PA มีลักษณะแอมพลิจูดเชิงเส้นที่เพียงพอ ในโหมดไม่ใช้งาน (สัญญาณควบคุม +MICoff หรือ +TX ระดับต่ำ) การทำงานของออสซิลเลเตอร์หลักถูกบล็อกโดยกระแสที่ไหลผ่านห่วงโซ่ D8D9R61 D15 ความต้านทานดิฟเฟอเรนเชียลขนาดเล็กของไดโอด D15 ซึ่งเปิดโดยกระแสไหลจะข้ามตัวต้านทาน R106 ของวงจร OOS ซึ่งช่วยลดความเป็นไปได้ในการสร้าง แรงดันไฟฟ้าคงที่จากเอาต์พุตของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า (พิน 1 ของ DA9.2) ประมาณ +5 V ถูกส่งไปยังแหล่งกำเนิดของ VT7 และที่เกตระดับสัญญาณ +KEY ต่ำจึงถูกปิด นี้ การควบคุมสองขั้นตอนช่วยให้มั่นใจได้ถึงการปิดเครื่องกำเนิดโทรเลขที่เชื่อถือได้และกำจัดลักษณะการรบกวนโดยสิ้นเชิงในโหมดรับและไมโครโฟน

ตัวรับส่งสัญญาณถูกสลับไปที่โหมดการส่งสัญญาณไมโครโฟนหรือโทรเลขโดยใช้วงจรควบคุมพิเศษที่สร้างขึ้นบนทริกเกอร์ Schmidt สองอินพุตสี่ตัวของไมโครวงจร DD7 HCF4093 (สามารถใช้ K1561TL1 ได้) โดยขึ้นรูป สัญญาณที่จำเป็นการจัดการ. ในสถานะเริ่มต้นโหมดรับสัญญาณจะอยู่จนกระทั่งกดปุ่มหรือแป้นเหยียบ ที่ขา 3.10 DD7 (สัญญาณ +KEY. +TX) มีแรงดันไฟต่ำ (ประมาณ +0.3...0.8V) และที่ขา 11 DD7 (สัญญาณ + ไมค์ปิด) ไฟฟ้าแรงสูง(ประมาณ +8.0...8.8V)

เมื่อคุณกดแป้นเหยียบหรือปิดพิน X15 ของเมนบอร์ดไปที่สายทั่วไปที่พิน 10,12 DD7 สัญญาณควบคุม +TX ในระดับสูงจะเกิดขึ้นพร้อมกันโดยเปลี่ยนตัวรับส่งสัญญาณเป็นโหมดส่งสัญญาณ และสัญญาณควบคุม +MICoff ระดับต่ำ ทำให้สามารถดำเนินการเส้นทางไมโครโฟนและการปิดกั้นเครื่องกำเนิดโทรเลขได้ หากกดปุ่มในขณะที่เหยียบคันเร่ง (พิน X13 ของกระดานหลักสั้นลงเป็นสายทั่วไป) สัญญาณควบคุม +TX ในระดับสูงซึ่งจะเปลี่ยนตัวรับส่งสัญญาณเป็นโหมดส่งสัญญาณจะยังคงอยู่และที่พิน 11 DD7 (สัญญาณ +MICoff) ระดับแรงดันไฟฟ้าสูงจะปรากฏขึ้น ช่วยให้เครื่องกำเนิดโทรเลขทำงานได้และปิดกั้นเส้นทางไมโครโฟน ในเวลาเดียวกัน สัญญาณควบคุม +KEY ในระดับสูงจะถูกสร้างขึ้นที่พิน 3 ของ DD7 ทำให้เกิดข้อความโทรเลข

หากคุณใช้กุญแจโดยไม่ต้องเหยียบแป้น คุณจะสามารถฟังการออกอากาศโดยหยุดชั่วคราวระหว่างข้อความโทรเลข (หรือที่เรียกว่าโหมด "ฟูลฮาล์ฟดูเพล็กซ์" - QSK) เมื่อคุณกดปุ่มเป็นครั้งแรก แรงดันไฟฟ้าระดับสูงที่พิน 3 ของ DD7 ซึ่งก่อตัวเป็นสัญญาณควบคุม +KEY ในระดับสูง จะชาร์จตัวเก็บประจุ C46 ผ่านตัวต้านทาน R48 อย่างรวดเร็ว (เศษส่วนของมิลลิวินาที) ระดับไฟฟ้าแรงสูงบนตัวเก็บประจุนี้ทำให้เกิดแรงดันไฟฟ้าระดับต่ำที่พิน 4 ของ DD7 ซึ่งเริ่มต้นการก่อตัวของสัญญาณควบคุมระดับสูง +TX และ +MICoff โดยองค์ประกอบลอจิก DD7.3, DD7.4 เวลาค้างของตัวรับส่งสัญญาณในโหมดส่งสัญญาณหลังจากปล่อยกุญแจคือประมาณ 0.1 วินาที และถูกกำหนดโดยค่าคงที่เวลาของวงจร R44C46 ถ้าเป็นวงจรสวิตชิ่ง อุปกรณ์ภายนอก(เช่น หลอดมายด์ที่มีการสลับรีเลย์) ไม่สามารถทนต่อ "อัตราการยิง" ดังกล่าวได้ เวลาการถือครองจะเพิ่มขึ้นโดยการเพิ่มค่าของตัวต้านทาน R44 ตามสัดส่วน เช่น หากคุณเลือก 1Mohm เวลาการถือครองจะอยู่ที่ประมาณ 1 วินาที.

สำหรับทรานซิสเตอร์ VT4, VT5, VT6 แอมพลิฟายเออร์หลัก - อดีตของสัญญาณควบคุม +13.8RX และ +13.8TX ทำขึ้นสำหรับการสลับส่วนประกอบภายนอก (PDF, PA, ฟิลเตอร์ความถี่ต่ำผ่าน, ตัวลดทอน ฯลฯ ) พลังของทรานซิสเตอร์ VT5,VT6 เป็นตัวกำหนด โหลดที่อนุญาต. ด้วย KT814 ที่ระบุ (สามารถแทนที่ด้วย KT816 ด้วย V>50 ได้) อนุญาตให้โหลดได้สูงสุด 0.5A หากกระแสโหลดไม่เกิน 0.25A คุณสามารถติดตั้ง KT208, KT209, KT502 ด้วยดัชนีตัวอักษรใดก็ได้

ข้อกำหนดสำหรับชิ้นส่วน การเปลี่ยนที่เป็นไปได้ และการเลือกหากจำเป็น ระบุไว้ในข้อความพร้อมคำอธิบายของส่วนประกอบที่เกี่ยวข้องของทั้งเส้นทางตัวรับส่งสัญญาณหลักที่พิจารณาที่นี่ และในข้อความคำอธิบายของเครื่องรับ ซึ่งเราขอแนะนำอย่างยิ่ง ที่คุณอ่าน

ชิ้นส่วน TPP ส่วนใหญ่ตั้งอยู่บนแผงวงจรพิมพ์ (รูปที่ 5) ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองหน้า ด้านบนทำหน้าที่เป็นลวดและชิลด์ทั่วไป รูรอบ ๆ ตัวนำของชิ้นส่วนที่ไม่ได้เชื่อมต่อกับลวดทั่วไปควรฝังด้วยสว่านที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 2.5-3.5 มม. ขั้วต่อของชิ้นส่วนที่เชื่อมต่อกับสายสามัญจะมีเครื่องหมายกากบาท ลวดทั่วไปของส่วนกำลัง ULF (พิน 4 DA1) เชื่อมต่อกับด้านบนของลวดทั่วไปที่จุดเดียวเท่านั้น - หน้าสัมผัส X10, X22 ซึ่งบัดกรีทั้งสองด้าน มีการจัดหาสายไฟทั่วไปจากแหล่งจ่ายไฟไว้ที่นี่ด้วย ในใจ ความหนาแน่นสูงการจัดเรียงชิ้นส่วนแนะนำให้ทำการติดตั้งตามลำดับต่อไปนี้: ขั้นแรกให้ติดตั้งสายจัมเปอร์ทั้งหมดที่ทำจากลวดฉนวนบางติดตั้งบนบอร์ด จากนั้นจึงติดตั้งองค์ประกอบแบบพาสซีฟและแอคทีฟโดยมีตะกั่วบัดกรีเข้ากับลวดทั่วไปและเฉพาะส่วนประกอบที่เหลือเท่านั้น

ก่อนที่จะจ่ายไฟให้กับบอร์ด ให้ตรวจสอบการติดตั้งอย่างละเอียดอีกครั้ง หากทำทุกอย่างโดยไม่มีข้อผิดพลาดและมีชิ้นส่วนที่ใช้งานได้ เมนบอร์ดจะเริ่มทำงานทันที หลังจากใช้แรงดันไฟฟ้า การสิ้นเปลืองกระแสไฟในโหมดรับ (โดยไม่มีสัญญาณ VFO กุญแจและแป้นเหยียบในตำแหน่งเปิด) ควรอยู่ใกล้กับ 100 mA และควรได้ยินเสียงที่เงียบและสม่ำเสมอจากลำโพง จะมีประโยชน์ในการตรวจสอบโหมดการทำงานของน้ำตกตาม กระแสตรง– ที่เอาต์พุตของ op-amps ทั้งหมด ควรมีแรงดันไฟฟ้าใกล้กับ +4.5 V ที่ขั้วขององค์ประกอบลอจิคัลและสวิตช์ ควรมีระดับแรงดันไฟฟ้าควบคุมที่สอดคล้องกับคำอธิบายของตรรกะการทำงานของโหนดเหล่านี้

ขั้นตอนแรกในการตั้งค่าคือการตั้งค่าเกณฑ์ AGC ของเส้นทางการรับ ในการดำเนินการนี้ แถบเลื่อนของตัวต้านทาน 0R1 Volume จะถูกตั้งค่าไว้ที่ตำแหน่งบนสุดตามแผนภาพ และแถบเลื่อนของตัวต้านทาน 0R2 ตัวต้านทานเกนและตัวต้านทานตัดแต่ง R19 (ดูรูปที่ 2) จะถูกตั้งค่าไว้ที่ตำแหน่งด้านซ้ายตามแผนภาพ เชื่อมต่อตัวต้านทาน 50 โอห์มเข้ากับอินพุตตัวรับ เชื่อมต่อ VFO ลำโพงหรือโทรศัพท์เชื่อมต่อกับเอาต์พุต (พิน X9, X10) ของเครื่องรับ หากต้องการ คุณสามารถเชื่อมต่อออสซิลโลสโคปหรือเอโวมิเตอร์ในโหมดการวัดแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับได้ ด้วยการเลื่อนแถบเลื่อนของตัวต้านทานการตัดแต่ง R19 ให้ค้นหาตำแหน่งที่สัญญาณรบกวนเริ่มลดลง และจากตำแหน่งนี้ให้เลื่อนแถบเลื่อนไปในทิศทางตรงกันข้ามเล็กน้อย นี่จะเป็นการตั้งค่าที่เหมาะสมที่สุดของเกณฑ์ AGC

การตั้งค่าเส้นทางการส่งข้อมูลสามารถทำได้ในสองขั้นตอน ขั้นแรก โดยการเชื่อมต่อออสซิลโลสโคปหรือมัลติมิเตอร์ในโหมดการวัดแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับเข้ากับขั้วลบของอิเล็กโทรไลต์ตัวใดตัวหนึ่ง (C117, C120, C126 หรือ C131) เราจะปิดหน้าสัมผัสหลักและเปลี่ยน TPP เป็นโหมดการส่งสัญญาณโทรเลข ด้วยการใช้ตัวต้านทานทริมเมอร์ R129 เราตั้งค่าระดับของสัญญาณมอดูเลตเป็นประมาณ 1.7 Veff (แอมพลิจูด 2.3 V) ในกรณีนี้ สัญญาณการควบคุมตัวเองควรได้ยินอย่างชัดเจนในลำโพง เชื่อมต่อไมโครโฟนและกดแป้นเหยียบ ในโหมดดัง "A" โดยการหมุนตัวต้านทานปรับค่า R140 เราตั้งค่าระดับของสัญญาณมอดูเลตเป็นประมาณ 1.1 Veff (แอมพลิจูดประมาณ 2.2 V) การกำหนดค่าเบื้องต้นของเส้นทางการส่งสัญญาณเสร็จสมบูรณ์

ในรูป รูปที่ 6 แสดงแผนภาพการกระจายค่าสัมประสิทธิ์การส่งสัญญาณแผนภาพระดับสัญญาณน้ำตกของเส้นทางการรับและส่งสัญญาณซึ่งจะช่วยให้เข้าใจหลักการทำงานของ TPP ได้ดีขึ้นและหากจำเป็นให้กำหนดค่าอย่างระมัดระวังยิ่งขึ้น

วรรณกรรม

1. Polyakov V. ตัวรับสัญญาณการแปลงโดยตรงที่ 28 MHz - วิทยุ พ.ศ. 2516 ฉบับที่ 7 หน้า 20
2. Polyakov V. SSB ตัวรับการแปลงโดยตรง - วิทยุ พ.ศ. 2517 ฉบับที่ 10 หน้า 20
3. โปลยาคอฟ วี.ที. โมดูเลเตอร์ - เดโมดูเลเตอร์แถบข้างเดียว - วิศวกรรมวิทยุ เล่มที่ 29 พ.ศ. 2517 ฉบับที่ 10.
4. Polyakov V. มิกเซอร์ตัวรับการแปลงโดยตรง - วิทยุ พ.ศ. 2519 ฉบับที่ 12 หน้า 18
5. Polyakov V. ตัวรับการแปลงโดยตรง - วิทยุ พ.ศ. 2520 ฉบับที่ 11 หน้า 24
6. Polyakov V. ตัว จำกัด เฟสของสัญญาณเสียงพูด - วิทยุ พ.ศ. 2523 ฉบับที่ 3 หน้า 22
7. Polyakov V. , Stepanov B. มิกเซอร์ของตัวรับเฮเทอโรไดน์ - วิทยุ พ.ศ. 2526 ฉบับที่ 4 หน้า 19-20
8. Polyakov V. ตัวรับการแปลงโดยตรง ― อ.: DOSAAF, 1981
9. Polyakov V. เครื่องรับส่งสัญญาณการแปลงโดยตรง ― อ.: DOSAAF, 1984
10. นักวิทยุสมัครเล่น Polyakov V. เกี่ยวกับเทคโนโลยีการแปลงโดยตรง ― อ.: แพทริออต, 1990.
11. เมาหยู ตัวรับส่งสัญญาณการแปลงโดยตรง - วิทยุ พ.ศ. 2522 ฉบับที่ 7 หน้า 14
12. Luts E. ตัวรับส่งสัญญาณการแปลงโดยตรงที่ 28 MHz - วิทยุ พ.ศ. 2531 ฉบับที่ 1 หน้า 16
13. Polyakov V. เครื่องรับส่งสัญญาณการแปลงโดยตรงบนระยะ 160 ม. - วิทยุ พ.ศ. 2525 ฉบับที่ 10 หน้า 49-50 ฉบับที่ 11 หน้า 50-53
14. . - วิทยุ, 2548 ลำดับที่ 10 หน้า 61-64, ลำดับที่ 11, หน้า 68-71.
15. อับรามอฟ วี. (UX5PS), เทเลจนิคอฟ เอส. (RV3YF) เครื่องรับส่งสัญญาณคลื่นสั้น "Druzhba-M" - http://www.cqham.ru/druzba-m.htm
16. Denisov A. เครื่องวัดความถี่สเกลดิจิตอลพร้อมไฟแสดง LCD และการปรับความถี่อัตโนมัติ - http://ra3rbe.qrz.ru/scalafc.htm
17. Titze U., Schenk K. วงจรเซมิคอนดักเตอร์ ― อ.: มีร์, 1982.
18. Horowitz P. , Hill W. ศิลปะแห่งการออกแบบวงจร เล่ม 1 - M .: Mir, 1983

สิ่งที่เปลี่ยนแปลงไปในตัวรับส่งสัญญาณหลังจากการตีพิมพ์ในนิตยสาร "RADIO" ฉบับที่ 9.11 2549

มีการเปลี่ยนแปลงเล็กน้อย หากเป็นไปได้แทนที่จะใช้ตัวเก็บประจุคู่ (เซรามิก C21+ ฟิล์ม C28) ควรใส่ MCT ที่นำเข้า, MCR ที่ 0.1 μF ในแต่ละช่องสัญญาณ, คัดเลือกโดยธรรมชาติด้วยความแม่นยำไม่แย่กว่า 0.2% (ตามที่การทดลองแสดงให้เห็น, ความแม่นยำ ของทั้งสี่นี้จะกำหนดคุณภาพของการปราบปรามของด้านข้างโดยตรงเพราะหากคุณลบมันออก (ลดลงเหลือ 3.3-4.7 nF) การปราบปรามในช่วงความถี่ต่ำจะเพิ่มขึ้นเป็น 60-63 dB!!! แต่น่าเสียดายที่พวกมันจำเป็น มิฉะนั้นความต้านทานต่อการรบกวน AM จะลดลง) ซึ่งทำให้สามารถปรับปรุงด้านกระจกปราบปรามที่ 7 MHz และ 14 MHz ได้เล็กน้อย วงจร AGC ได้รับการปรับให้เหมาะสมเล็กน้อยเช่นกัน (ซึ่งสะท้อนให้เห็นแล้วในแผนภาพ TPP (รูปที่ 2) เวอร์ชัน 11.0) ตอนนี้ไม่มีสัญญาณป๊อปอัพที่คมชัดและดัง มันทำงานเบา ๆ และมองไม่เห็น และในขณะเดียวกันก็ระงับ เสียงอิมพัลส์ดีเกือบสมบูรณ์ การเปลี่ยนแปลงแผงวงจรพิมพ์มีเพียงเล็กน้อยเท่านั้น หากบอร์ด (สำหรับแบบตราสัญลักษณ์ที่โพสต์ในหน้า 23 และ 78 ของฟอรั่มหอการค้าและอุตสาหกรรมสมัยใหม่) พร้อมแล้ว - ปิดด้วยจัมเปอร์ R167 แล้วโอนการเชื่อมต่อไปที่ขาส่วนบน ของตัวเก็บประจุ C19 ปรับรางด้วยคัตเตอร์ ฉันทำได้ง่ายกว่า - น่าเสียดายที่ต้องตัดราง - ฉันบัดกรีตัวนำที่ระบุที่ด้านข้างของตัวนำที่พิมพ์ หากยังไม่ได้เตรียมบอร์ดในระหว่างการผลิตควรใช้ภาพวาดที่แก้ไขแล้วจะดีกว่า (ซึ่งสะท้อนให้เห็นแล้วในภาพวาดของแผงวงจรพิมพ์รูปที่ 5 เวอร์ชัน 8.0) ในเวอร์ชันนี้ ฉันยังเปลี่ยนเส้นทางกราวด์ประมาณ LM386 เล็กน้อย ดังนั้นจึงต้องบัดกรีพิน "กราวด์" C16 ทั้งสองด้าน

,

ตัวรับส่งสัญญาณมีเส้นทางความถี่สูงและความถี่ต่ำแยกกันสำหรับการรับและการส่งสัญญาณ โดยทั่วไปสำหรับทั้งสองโหมดคือมิกเซอร์-โมดูเลเตอร์และเครื่องกำเนิดช่วงเรียบ

เครื่องกำเนิดช่วงเรียบ (VFO) ถูกสร้างขึ้นบนทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามสองตัว VT5 และ VT6 พร้อมคัปปลิ้งแหล่งกำเนิด ทำงานที่ความถี่เท่ากับครึ่งหนึ่งของความถี่ของสัญญาณที่ได้รับหรือส่งสัญญาณ เมื่อใช้งานการรับและส่งสัญญาณ วงจรเอาท์พุตของ GPA จะไม่ถูกสลับ และโหลดบน GPA จะไม่เปลี่ยนแปลง เป็นผลให้เมื่อเปลี่ยนจากการรับเป็นการส่งสัญญาณหรือในทางกลับกัน ความถี่ VFO จะไม่เบี่ยงเบน การปรับภายในช่วงนั้นดำเนินการโดยใช้ตัวเก็บประจุแบบแปรผันพร้อมไดอิเล็กตริกอากาศ SJ ซึ่งเป็นส่วนหนึ่งของวงจร GPA

ตัวรับส่งสัญญาณได้รับการออกแบบให้ส่งและรับ SSB และ CW ในช่วง 28-29.7 MHz อุปกรณ์นี้สร้างขึ้นตามรูปแบบการแปลงโดยตรงโดยมีมิกเซอร์โมดูเลเตอร์ทั่วไปสำหรับการรับและส่งสัญญาณ

ข้อมูลจำเพาะ:

• ความไวในโหมดรับสัญญาณโดยมีอัตราส่วนสัญญาณ/เสียงรบกวน 10 dB ไม่แย่กว่า........1 µV;
• ช่วงไดนามิกของเส้นทางการรับ วัดโดยใช้วิธีสองสัญญาณ ประมาณ......80 dB;
• แบนด์วิดธ์ของเส้นทางรับที่ระดับ -3 dB............2700 Hz;
• ความกว้างสเปกตรัมของรังสีแถบข้างเดียวระหว่างการส่งสัญญาณ........ 2700 Hz;
• ความถี่พาหะและแถบด้านข้างที่ไม่ใช้งานจะถูกระงับไม่เลวร้ายไปกว่า ........ 40 dB;
• กำลังขับของเครื่องส่งสัญญาณในโหมดโทรเลขที่โหลด 75 โอห์ม......7 W;
• ความถี่ออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ลอยไปหลังจากการอุ่นเครื่องเป็นเวลา 30 นาทีหลังจากเปิดสวิตช์ จะต้องไม่เกิน.....200 Hz/ชม.

ในโหมดการส่งผ่าน SSB สัญญาณจากไมโครโฟนจะถูกขยายโดยเครื่องขยายสัญญาณการทำงาน A2 และป้อนไปยังตัวเปลี่ยนเฟสโดยใช้องค์ประกอบ L10, Lll, C13, C14, R6, R7 ซึ่งให้การเปลี่ยนเฟส 90° ในช่วงความถี่ 300- 30-00 เฮิรตซ์

ในวงจร L4C5 ซึ่งทำหน้าที่เป็นโหลดทั่วไปของมิกเซอร์บนไดโอด VD1-VD8 สัญญาณไซด์แบนด์ด้านบนจะถูกจัดสรรในช่วง 28-29.7 MHz ตัวเปลี่ยนเฟสย่านความถี่กว้างความถี่สูง L6R5C9 ให้การเปลี่ยนเฟส 90° ในช่วงนี้

สัญญาณแถบข้างเดียวที่เลือกจะถูกป้อนผ่านตัวเก็บประจุ C6 ไปยังเครื่องขยายกำลังสามระดับโดยใช้ทรานซิสเตอร์ VT7-VT9 ขั้นตอนของการขยายล่วงหน้าและการแยกวงจรเอาต์พุตของมิกเซอร์โมดูเลเตอร์นั้นทำโดยใช้ทรานซิสเตอร์ VT9 สูง ความต้านทานอินพุตเมื่อใช้ร่วมกับความจุต่ำของ C6 ช่วยให้มั่นใจได้ว่าเพาเวอร์แอมป์จะได้รับผลกระทบน้อยที่สุดในวงจร C5L4 วงจรสะสม VT9 มีวงจรที่กำหนดค่าไว้ที่กึ่งกลางของช่วง สเตจระดับกลางของทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนาม VT8 ทำงานในโหมดคลาส B และสเตจเอาท์พุตทำงานในโหมดคลาส C

ฟิลเตอร์ความถี่ต่ำผ่านรูปตัว U บน C25L13C26 ทำความสะอาดสัญญาณเอาท์พุตจากฮาร์โมนิคความถี่สูง และช่วยให้แน่ใจว่าอิมพีแดนซ์เอาต์พุตของสเตจเอาท์พุตตรงกับอิมพีแดนซ์ลักษณะเฉพาะของเสาอากาศ แอมป์มิเตอร์ PA1 ใช้เพื่อวัดกระแสเดรนของทรานซิสเตอร์เอาท์พุต และระบุการตั้งค่าวงจร P ที่ถูกต้อง

มั่นใจโหมดโทรเลขได้โดยการเปลี่ยนแอมพลิฟายเออร์ A2 ด้วยเครื่องกำเนิดสัญญาณไซน์ที่มีความถี่ 600 Hz (รูปที่ 21) การสลับ CW-SSB ทำได้โดยใช้สวิตช์ S1 ปุ่มโทรเลขจะควบคุมไบแอสของ VT11 ของพรีแอมป์ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า และดังนั้นการจ่ายสัญญาณความถี่ต่ำไปยังโมดูเลเตอร์

ในโหมดรับ กำลังไฟ 42 V จะไม่จ่ายให้กับสเตจเครื่องส่งสัญญาณ และปิดเครื่องขยายสัญญาณเสียงและเครื่องขยายเสียงไมโครโฟน ในเวลานี้จะมีการจ่ายแรงดันไฟฟ้า 12 V ให้กับสเตจของเส้นทางการรับ

สัญญาณจากเสาอากาศเข้าสู่วงจรอินพุต L2C3 ผ่านคอยล์คัปปลิ้ง L1; มันจับคู่อิมพีแดนซ์ของลูปกับอิมพีแดนซ์ของเสาอากาศ ทรานซิสเตอร์ VT1 ใช้สำหรับ AMP อัตราขยายของคาสเคดถูกกำหนดโดยแรงดันไบแอสที่เกตที่สอง (ตัวแบ่งระหว่างตัวต้านทาน R1 และ R2) โหลดของคาสเคดคือวงจร L4C5 การเชื่อมต่อของคาสเคด RF กับวงจรนี้ดำเนินการผ่านคอยล์สื่อสาร L3 จากคอยล์คัปปลิ้ง L5 สัญญาณจะถูกส่งไปยังไดโอดดีมอดูเลเตอร์โดยใช้ไดโอด VD1-VD8

คอยส์ L8, L9 และตัวเปลี่ยนเฟสบน L10 และ L11 เน้นสัญญาณ 34 ในย่านความถี่ 300-3000 Hz ซึ่งป้อนผ่านตัวเก็บประจุ C15 ไปยังอินพุตของแอมพลิฟายเออร์ปฏิบัติการ A1 อัตราขยายของวงจรขนาดเล็กนี้จะกำหนดความไวพื้นฐานของตัวรับส่งสัญญาณในโหมดรับ ถัดไปคือเครื่องขยายเสียง 34 บนทรานซิสเตอร์ VT2-VT4 จากเอาต์พุตที่สัญญาณ 34 จะถูกส่งไปยังลำโพงขนาดเล็ก B1 ระดับเสียงการรับสัญญาณจะถูกปรับโดยใช้ตัวต้านทานแบบปรับค่าได้ R15 เพื่อลดการคลิกเสียงดังเมื่อเปลี่ยนโหมด "การรับ - ส่ง" พลังงานจะถูกส่งไปยัง UMZCH บนทรานซิสเตอร์ VT2-VT4 ทั้งในระหว่างการรับและส่งสัญญาณ

ชิ้นส่วนตัวรับส่งสัญญาณส่วนใหญ่ติดตั้งอยู่บนแผงวงจรพิมพ์สามแผ่นซึ่งมีภาพร่างแสดงในรูปที่ 1 22-24 บนบอร์ดแรกมีส่วนต่างๆ ของเส้นทางรับอินพุต RF (บนทรานซิสเตอร์ VT1) ส่วนของมิกเซอร์โมดูเลเตอร์พร้อมวงจรเปลี่ยนเฟส รวมถึงส่วนของออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่ บอร์ดที่สองประกอบด้วยสเตจความถี่ต่ำบนไมโครวงจร A1 และ A2 และทรานซิสเตอร์ VT2-VT4 บอร์ดที่สามมีเครื่องขยายกำลังของเส้นทางการส่งสัญญาณ

บอร์ดที่มีมิกเซอร์-โมดูเลเตอร์, เครื่องขยายสัญญาณ RF และ GPA ได้รับการหุ้มฉนวน โหมด "การรับ-ส่ง" จะสลับโดยใช้แป้นเหยียบ ซึ่งจะเปิดและปิดแรงดันไฟฟ้า 42 V และควบคุมรีเลย์แม่เหล็กไฟฟ้าสองตัว โดยตัวหนึ่งจะสลับเสาอากาศ และตัวที่สองจ่ายแรงดันไฟฟ้า 12 V ไปยังเส้นทางรับ ขดลวดรีเลย์ใช้พลังงานจากแรงดันไฟฟ้า 42 V และในสถานะที่ไม่มีพลังงาน หน้าสัมผัสรีเลย์จะเปิดโหมดรับ

ในการจ่ายไฟให้กับตัวรับส่งสัญญาณจะใช้แหล่งจ่ายไฟพื้นฐานแบบอยู่กับที่ซึ่งมีแรงดันไฟฟ้าคงที่คงที่ 12 V พร้อมกระแสสูงถึง 200 mA และแรงดันไฟฟ้าที่ไม่เสถียรคงที่ 42 V พร้อมกระแสสูงสุด 1 A

ข้อมูลการคดเคี้ยวของคอยล์ตัวรับส่งสัญญาณ ตารางที่ 4

ตัวรับส่งสัญญาณใช้ตัวต้านทาน MLT แบบคงที่สำหรับกำลังไฟที่ระบุในแผนภาพ ตัวต้านทานที่ปรับแล้วคือ SPZ-4a ตัวเก็บประจุแบบลูปจำเป็นต้องเป็นเซรามิก ส่วนตัวเก็บประจุแบบปรับแต่งคือ KPK-M ตัวเก็บประจุด้วยไฟฟ้า - ประเภท K50-35 หรือตัวนำเข้าที่คล้ายกัน ตัวเก็บประจุแบบแปรผันของออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่และวงจรเอาท์พุตจะมีไดอิเล็กตริกอากาศ

ในการม้วนขดลวดรูปร่างของ URCH เครื่องผสมและเครื่องส่งสัญญาณจะใช้เฟรมเซรามิกที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 9 มม. พร้อมแกนปรับแต่ง SCR-1 (เฟรมพลาสติกจากเส้นทาง UPCH ของทีวีหลอดเก่าก็เป็นไปได้เช่นกัน แต่ความเสถียรทางความร้อนนั้นมีมาก แย่กว่าเซรามิก) คอยล์ผสมโมดูเลเตอร์ความถี่ต่ำ L8 และ L9 พันอยู่บนแกนวงแหวน K16x8x6 ที่ทำจากเฟอร์ไรต์ความถี่ 100NN หรือสูงกว่า (100HF, 50HF) คอยล์ L10 และ L11 พันบนเฟรม OB-ZO ที่ทำจากเฟอร์ไรต์ 2000NM1 ขดลวดของเครื่องลบเทปและเครื่องกำเนิดแม่เหล็กของเครื่องบันทึกเทปแบบม้วนต่อม้วนแบบเซมิคอนดักเตอร์ถูกพันบนแกนดังกล่าว ข้อมูลการพันของขดลวดตัวรับส่งสัญญาณแสดงไว้ในตาราง 1 4.

ทรานซิสเตอร์ KPZZG สามารถถูกแทนที่ด้วย KPZOZ ด้วยดัชนีตัวอักษรใดก็ได้หรือด้วย KP302 สามารถเปลี่ยนทรานซิสเตอร์ KP350A ด้วย KP350B, KP350V หรือ KP306 ทรานซิสเตอร์ KP325 - บน KT3102 ทรงพลัง ทรานซิสเตอร์สนามผล KP901 และ เคพี902สามารถมีดัชนีตัวอักษรใดก็ได้ ทรานซิสเตอร์ซิลิคอนและเจอร์เมเนียม (ตามลำดับ) ของโครงสร้างที่เหมาะสมเหมาะสำหรับ UMZCH สามารถเปลี่ยนไดโอด KD503 ด้วย KD514 และไดโอด D9 ด้วย D18

วรรณคดี: A.P. คนในครอบครัว. 500 แผนงานสำหรับนักวิทยุสมัครเล่น (สถานีวิทยุและเครื่องรับส่งสัญญาณ) เซนต์ปีเตอร์สเบิร์ก: วิทยาศาสตร์และเทคโนโลยี, 2549 - 272 หน้า: ป่วย

ตัวรับส่งสัญญาณนั้นง่ายต่อการผลิตและไม่มีชิ้นส่วนที่หายาก ตัวรับส่งสัญญาณจะขึ้นอยู่กับ "ตัวรับการแปลงโดยตรง SSB" ทำงานทางโทรเลข ซีดับบลิวและ เอสเอสบีอยู่ในช่วง 80 ม. กำลังส่งออกของเครื่องส่งสัญญาณ - 1.5 วัตต์. ความไวของตัวรับสัญญาณที่อัตราส่วนสัญญาณต่อเสียงรบกวน 10 dB - 1 µV. การปราบปรามของผู้ให้บริการและแถบด้านข้างที่ไม่ทำงาน - ไม่น้อย 30 เดซิเบล.

สัญญาณที่ได้รับจากวงจรอินพุต C2L1C4 ผ่านตัวเก็บประจุ C3 และตัวกรองแบนด์พาส L8C32C30L9C33 จะถูกส่งไปยังอินพุตของเครื่องขยายสัญญาณ RF ซึ่งสร้างโดยใช้ทรานซิสเตอร์ V11-V13 ได้รับโดย ความถี่สูงควบคุม ตัวต้านทานแบบแปรผันร28. ผ่านคอยล์ L11, L12 สัญญาณจะถูกส่งไปยังมิกเซอร์สมดุลที่ประกอบโดยใช้ไดโอด V14-V17 แรงดันไฟฟ้าออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่จะถูกส่งไปยังมิกเซอร์จากออสซิลเลเตอร์ท้องถิ่นแบบสองขั้นตอนบนทรานซิสเตอร์ V5, V6 การเปลี่ยนเฟสที่จำเป็นของแรงดันไฟฟ้าออสซิลเลเตอร์เฉพาะที่ 90° ในช่วงความถี่การทำงาน 3.5-3.65 เมกะเฮิรตซ์มีตัวเปลี่ยนเฟสย่านความถี่กว้าง L4C67R7

ข้าว. 1ก. แผนผังของตัวรับส่งสัญญาณ

ข้าว. 1ข. แผนผังของตัวรับส่งสัญญาณ (ต่อ)

อันเป็นผลมาจากการผสมความถี่ สัญญาณเสียงจะถูกปล่อยออกมา มาถึงไหล่ของตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำซึ่งเกิดจากวงจร L13C39, L14C41 และตัวต้านทาน R34-R37 ทรานซิสเตอร์ V19 เชื่อมต่อกับแขนข้างใดข้างหนึ่ง จุดเชื่อมต่อสะสมซึ่งในโหมดรับจะเปิดโดยแรงดันไฟฟ้าที่จ่ายผ่านตัวต้านทาน R42 ตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำให้การเปลี่ยนเฟส 90° ภายในช่วงความถี่เสียง

ที่เอาต์พุตของตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำ สัญญาณเสียงของไซด์แบนด์ด้านล่างจะถูกแยกออก ผ่านตัวกรองความถี่ต่ำผ่าน C46L15C47L16C48 สัญญาณเสียงจะถูกป้อนไปยังเครื่องขยายเสียงความถี่ต่ำผ่านที่ใช้ทรานซิสเตอร์ V20-V23 เพื่อลดทอนความถี่ข้างต้น 3 กิโลเฮิร์ตซ์สองขั้นตอนแรกของแอมพลิฟายเออร์ความถี่ต่ำถูกปกคลุมไปด้วยผลป้อนกลับเชิงลบที่ขึ้นกับความถี่ หากต้องการปรับแบนด์วิธให้เป็นบวก ข้อเสนอแนะ(ผ่านองค์ประกอบ C55, R43, C56) พาสแบนด์ถูกเปลี่ยนด้วยตัวต้านทานผันแปร R43 อัตราขยายของสัญญาณความถี่ต่ำถูกควบคุมโดยตัวต้านทาน R54

ในโหมดการส่งสัญญาณ สัญญาณจากไมโครโฟนจะถูกส่งไปยังเครื่องขยายเสียงที่ทำจากทรานซิสเตอร์ V7-V9 สัญญาณความถี่ต่ำที่ขยายจะถูกป้อนไปยังตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำ เพื่อเน้นแถบด้านข้างด้านล่างระหว่างการส่งสัญญาณ จำเป็นต้องมีการเปลี่ยนเฟสเพิ่มเติม 180° ซึ่งได้มาจากทรานซิสเตอร์ V19 (ระหว่างการส่งสัญญาณ จะเปลี่ยนไปที่โหมดการขยายสัญญาณ) หลังจากผสมสัญญาณในเครื่องผสมแบบสมดุลที่โหลดทั่วไปแล้ว สัญญาณไซด์แบนด์ด้านล่างจะถูกสร้างขึ้น การปราบปรามความถี่พาหะที่จำเป็นถูกกำหนดโดยตัวต้านทาน R32, R33

สัญญาณแถบด้านเดียวที่เลือกผ่านคอยล์คัปปลิ้ง L10 จะถูกส่งไปยังเครื่องขยายสัญญาณ RF บนทรานซิสเตอร์ V1-V4 และผ่านวงจร P C2L1C4 จะถูกป้อนเข้ากับเสาอากาศ เมื่อทำงานกับโทรเลขจะใช้เครื่องกำเนิดเสียงบนทรานซิสเตอร์ V10 เครื่องกำเนิดเดียวกันซึ่งเปิดใช้งานโดยปุ่ม S2 ทำหน้าที่ปรับขั้นตอนสุดท้ายตามความสว่างของหลอดไฟ H1 ซึ่งเป็นตัวบ่งชี้กระแสสะสมของทรานซิสเตอร์เอาต์พุต V1

รายละเอียดและการออกแบบ

ตัวรับส่งสัญญาณประกอบอยู่บนแผงวงจรพิมพ์ขนาด 180x50 มม. โดยใช้การติดตั้งด้านเดียว ข้อมูลการพันของขดลวดจะถูกระบุ โต๊ะ. เครื่องขยายสัญญาณ RF ของเครื่องรับและเครื่องส่ง รวมถึง GPA จะถูกแยกออกจากกันด้วยฉากกั้นป้องกัน

L9	L10	L11	L12	L13	L14	L15	L16
60	10	10	10+10	400+400	200+200	150	150

คอยส์ L1-L9 พันด้วยลวด PEV 0.1 บนเฟรมที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 7 มม. ทริมเมอร์ทำจากเฟอร์ไรต์ M400NN ที่มีความยาว 12 และเส้นผ่านศูนย์กลาง 2.8 มม. คอยส์ L10-L12 พันด้วยลวด PEV 0.1 บนแกน SB-9a คอยส์ L13-L16 พันด้วยลวด PEV 0.07 บนแกนแม่เหล็กเพอร์มัลลอย Sh6x8 Chokes L17-L19 สามารถมีความเหนี่ยวนำใดๆ 50-100 µH คอยส์ L12-L14 พันเป็นสายไฟสองเส้น จากนั้นเชื่อมต่อปลายครึ่งหนึ่งของขดลวดเข้ากับจุดเริ่มต้นของอีกด้านหนึ่ง

ไดโอดสำหรับมิกเซอร์แบบบาลานซ์ควรมีค่าใกล้เคียงกัน กระแสย้อนกลับ. ทรานซิสเตอร์ V2-V6, V11-V13 อาจเป็นความถี่สูงและ V7-V10, V21-V23 อาจเป็นความถี่ต่ำก็ได้ ทรานซิสเตอร์ V20 จะต้องมีสัญญาณรบกวนต่ำ ไดโอด V14-V17 - ใดก็ได้จากซีรีย์ D311 ผลลัพธ์ที่ได้ค่อนข้างแย่กว่านั้นคือการใช้ไดโอด D18 แคปซูลไมโครโทรศัพท์ TM-2M ถูกใช้เป็นไมโครโฟน หลอดไฟ H1 - แรงดันไฟฟ้าต่ำใด ๆ เช่น 6.3 V 0.28 A.

การตั้งค่าเครื่องรับส่งสัญญาณ

การตั้งค่าตัวรับส่งสัญญาณต้องเริ่มต้นด้วยการตั้งค่าตัวเปลี่ยนเฟสความถี่ต่ำ ในการทำเช่นนี้คุณจะต้องมีออสซิลโลสโคปและเครื่องกำเนิดเสียง แขนเปลี่ยนเฟส ( รูปที่ 2 ) เชื่อมต่อกับอินพุต " เอ็กซ์" และ " ย"ออสซิลโลสโคป สัญญาณเสียงจะถูกส่งไปยังอินพุตของตัวเปลี่ยนเฟส ตัวต้านทาน R34 และ R35 จะมีวงกลมบนหน้าจอออสซิลโลสโคปเมื่อความถี่ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าเปลี่ยนแปลงในช่วงเวลา 300-3000 เฮิรตซ์. การปรับตัวเปลี่ยนเฟสเพิ่มเติมจะดำเนินการเมื่อเชื่อมต่อกับตัวรับส่งสัญญาณ

ข้าว. 2

ในการกำหนดค่าวงจรความถี่สูง คุณจะต้องมีเครื่องกำเนิด RF และตัวรับสัญญาณ SSB การปรับเริ่มต้นด้วยส่วนรับโดยตั้งค่าความถี่ของเครื่องกำเนิดช่วงเรียบไว้ก่อนหน้านี้ภายในช่วง วงจร L8C32 และ L9C33 ได้รับการกำหนดค่าไว้ ความถี่เฉลี่ยพิสัย.

ตัวต้านทานทริมเมอร์ R32 และ R33 ถูกตั้งค่าไว้ที่ตำแหน่งตรงกลาง ตัวต้านทาน R36, R37 และ R7 ได้รับการปราบปรามสูงสุดของแถบด้านข้างด้านบน ตัวต้านทาน R39 ไม่มีผลกระทบอย่างมีนัยสำคัญต่อการทำงานในโหมดรับ จำเป็นต้องตรวจสอบให้แน่ใจว่าไม่มีการกระตุ้นในเครื่องขยายเสียงความถี่ต่ำที่ตำแหน่งต่างๆ ของตัวต้านทาน R43 ถ้าเป็นเช่นนั้นให้เลือกตัวเก็บประจุ C55, C56

ในโหมดการส่งข้อมูล การทำงานของเครื่องขยายเสียงเบสและเครื่องกำเนิดเสียงจะถูกตรวจสอบก่อน จะต้องปรับวงจร L2C65 ให้เป็นความถี่ช่วงกลาง โดยการปรับตัวต้านทาน R32 และ R33 จะทำให้สามารถปราบปรามความถี่พาหะได้สูงสุด และโดยการปรับตัวต้านทาน R39 จะทำให้สามารถปราบปรามแถบด้านข้างด้านบนได้สูงสุดในโหมดส่งสัญญาณ

เมื่อเครื่องส่งสัญญาณตื่นเต้น ให้ตรวจสอบความครอบคลุมของการหุ้มและการมีอยู่ของตัวเก็บประจุแบบแยกส่วนบนบัส "เชิงลบ" ตัวรับส่งสัญญาณได้รับการทดสอบที่สถานีวิทยุรวม UK3ACR. มีการติดต่อกับนักวิทยุสมัครเล่นโซเวียตในภูมิภาค 1-6 และผู้สื่อข่าวต่างประเทศ

"วิทยุ" ฉบับที่ 10/2521