Рис. 96
Буферный усилитель DA3 своими входами - вход 3 и вход 4 - подключается к выходной точке канала вторичного напряжения. Вместе с функциямибуферизации этот усилитель нормирует уровень регулируемого напряжения, то есть выполняет функции делителя напряжения, для возможности сопоставления его величины с номиналом источника опорного напряжения. Сравнение этих значений напряжения и выработка сигнала рассогласования производится усилителем DA2. Сигнал рассогласования через диод развязки VD 2 подается на один из входов компаратора DA4. На второй вход компаратора поступает пилообразное напряжение, сформированное каскадом ФПН. Запуск каскада ФПН (начало линейного нарастания напряжения) и одновременный сброс процесса предыдущего периода происходит в момент прихода на него фронта импульса, вырабатываемого генератором. Генератор вырабатывает последовательность импульсов с относительно стабильными частотными характеристиками. Этим заканчивается работа ШИМ регулятора на уровне обработки аналоговых сигналов. Дальнейшее формирование ШИМ сигнала происходит цифровыми способами, при которых все активные элементы, включая и дискретные из КС, функционируют в ключевых режимах.
После отработки компаратором DA4 входных воздействий на его выходе появляется последовательность импульсов, синхронных с частотой пилообразного напряжения, но с модулированной длительностью самого импульса - цифровой ШИМ сигнал. Эта последовательность поступает на входы цифровых элементов DD2.1, DD2.2, выполняющих логическую функцию И (схема совпадения по высокому логическому уровню). На второй вход каждого из элементов схемы DD2 подается последовательность импульсов, частота которых в два раза ниже исходных, формируемых генератором. Понижение частоты в два раза происходит на элементе DD1 - D-триггере, включенном в режиме деления исходной частоты. Изменение состояния выходов триггера происходит при поступлении на его счетный вход С фронта импульса, формируемого генератором. На выходах триггера Q (прямой выход) и -Q (инверсный выход) в каждый момент времени сигналы противофазны. В моменты совпадения высоких уровней сигналов от компаратора и сигналов от делителя частоты (триггера) на входах элементов DD2 и на их выходах появляются импульсы высокого уровня. Периодичность импульсов на выходе каждого из элементов DD2 совпадает с периодом исходной частоты генератора деленной на два. Графически процесс работы ШИМ регулятора показан в виде диаграмм на рис. 97. Точки на схеме (рис. 97), для которых приведены эпюры напряжений, отмечены цифрами в кружочках. Для наглядности на второй диаграмме (рис. 97) кривые напряжений для точек 1 (пилообразное напряжение) и 2 (напряжение на выходе буферного усилителя DA1) совмещены.
Работа данного ШИМ регулятора осуществляется следующим образом: на каскад согласования КС от каждого из элементов схемы DD2 поступают две сдвинутые по времени последовательности импульсов. Это обусловлено спецификой построения силового каскада преобразователя напряжения. Длительность импульсов в каждой последовательности находится в обратно пропорциональной зависимости от текущей величины напряжения вторич-ной цепи (на нагрузке). Силовой каскад преобразователя находится в актив-ном состоянии (передачи энергии) в нагрузку в течение действия на него модулированных по длительности импульсов. Так происходит регулировка выходного напряжения для поддержания его уровня в заданных пределах.
Усилительный каскад DA1 предусмотрен для отключения (блокировки) схемы ШИМ регулятора во время резкого возрастания потребления тока в нагрузке. Входы схемы DA1 подключаются к датчику тока, установленному в цепи нагрузки. Пока разность потенциалов на входах DA1 не превышает заданной величины, то есть ток потребления нагрузки не выходит за верх-нюю допустимую границу, ШИМ регулятор работает в обычном режиме. В момент возрастания тока нагрузки выше установленного предела на выходе DA1 напряжение повышается до величины, достаточной для открывания диода VD 1. На катоде VD 1 создается положительное напряжение, закрываю-щее диод VD 2. Сигнал рассогласования, поступающий от усилителя ошибки DA2 на вход компаратора DA4, шунтируется. Напряжение, установленное на входе компаратора, вызывает резкое сужение импульсов, поступающих от него на цифровые схемы DD2.1 и DD2.2. Силовая часть преобразователя переходит в защищенный режим работы, принудительно ограничивая уро-вень энергии, передаваемой на КС. ШИМ регулятор автоматически восстанавливает работоспособность после устранения перегрузки по выходу.
Интегральная микросхема управления TL494 двухтактным полумостовым импульсным преобразователем напряжения.
В современных источниках вторичного электропитания (ИВЭП) для формирования управляющего напряжения переключения мощных транзисторов преобразователя обычно используются специализированные интегральные микросхемы (ИМС в дальнейшем - ИС).
Идеальная управляющая ИС для обеспечения нормальной работы двухтактного преобразователя в режиме ШИМ должна удовлетворять большинству из перечисленных ниже условий :
· рабочее напряжение не выше 40 В;
· наличие высокостабильного термостабилизированного источника опорного напряжения;
· наличие генератора пилообразного напряжения;
· 
обеспечение возможности синхронизации внешним сигналом программируемого плавного запуска;
· наличие усилителя сигнала рассогласования
с высоким синфазным напряжением;
· наличие ШИМ-компаратора;
· наличие импульсного управляемого триггера;
· наличие двухканального предоконечного каскада с защитой от КЗ;
· наличие логики подавления двойного импульса;
· наличие средств коррекции симметрии выходных напряжений;
· наличие токоограничения в широком диапазоне синфазных напряжений, а также токоограничения в каждом периоде с отключением в аварийном режиме;
· наличие автоматического управления с прямой передачей;
· обеспечение отключения при понижении напряжения питания;
· обеспечение защиты от перенапряжений;
· обеспечение совместимости с ТТЛ/КМОП логикой;
· обеспечение дистанционного включения и отключения.
Все основные преобразования ШИМ сигналов, а также их формирование осуществляется модулятором, выполненным на микросхеме типа TL494. Существует два типа корпусов, в которых выпускается данная микросхема. В источниках питания, как правило, используется пластиковый корпус DIP, имеющий 16 выводов (рис. 98). Полное наименование микросхемы в таком корпусе - TL494CN. Обозначение относится к микросхеме производства фирмы Texas Instruments. Функциональное назначение выводов микросхемы приведено в табл. 7.
Таблица 7
Соответствующие аналоги этой микросхемы выпускают и некоторые другие фирмы, причем каждая из них присваивает свое фирменное обозначение. Приведем примеры: фирма FUJITSU - MB3759, фирма SAMSUNG-КА7500, фирма FAIRCHILD - ТА494, микросхема российского производства - КР1114ЕУ4, фирма SHARP - IP3MO2. Эта микросхема предназначена специально для построения ШИМ узлов. В корпусе микросхемы TL494CN заключены все необходимые каскады.
Функциональная схема интегрального ШИМ преобразователя типа TL494 изображена на рис. 99.
Элементы, изображенные на функциональной схеме, имеют следующие наименования и назначение:
· на элементах, входящих в состав узла под общим названием «Генератор», собран основной каскад генератора пилообразного напряжения (ГПН), временные характеристики колебаний которого задаются внешними элементами Rt ,Сt, подключаемыми к выводам 5 и 6 DA6 , при этом частота генерации будет равна
f = 1,1 / (R t × Ct)
· источник опорного напряжения (выв.14) предназначен для формирования стабильного напряжения с номинальным значением +5 В, используемого для работы каскадов сравнения и выработки напряжения ошибки. Точность источника опорного напряжения находится в пределах ±5%;
· элемент DA1 - компаратор «мертвой зоны», временного интервала между выходными импульсами;
· элемент DA2 - компаратор сравнения сигналов рассогласования и пилообразного напряжения - ШИМ компаратор;
· операционные усилители DA3 и DA4 – схемы выработки сигналов рассогласования;
· элементы с номерами DD1 - DD6 относятся к технике цифровой автоматики и выполняют логическую обработку сигнала, поступающего от ШИМ компаратора DA2;
· два транзистора VT1 и VT2 используются для построения усилителей уровня и мощности выходных импульсных последовательностей. Выводы коллекторов и эмиттеров этих транзисторов оставлены ненагруженными для расширения возможностей по их подключению к последующим каскадам;
· источник постоянного напряжения с номиналом 0,1 B DA 7;
· источник постоянного тока с номиналом 0,7 мА DA 8.
Операционные усилители сигнала ошибки имеют рабочий диапазон входных напряжений от -0,3 до 2 В. Последнее (наибольшее) значение соответствует U n - напряжению питания микросхемы. На входе компаратора «мертвой зоны» технологически установлено смещение, обеспечивающее гарантированное наличие минимальной паузы между импульсами управления. Рабочее напряжение питания на микросхеме в диапазоне от 7 до 40 В может быть установлено произвольным. Предельное значение напряжения питания микросхемы и уровень напряжения на коллекторах выходных транзисторов составляет 41В. Максимальное значение тока коллектора I к max равно 250 мА, рекомендованный рабочий ток - 200 мА, рассеиваемая мощность 1Вт.
Рабочий диапазон частот генератора пилообразного напряжения составляет от 1 до 300 кГц. Конденсатор, подключаемый к выводу 5 микросхемы ИC, может иметь любое значение номинала от 470 пФ до 10 мкФ, резисторы для установки во времязадающей цепи - в пределах 1,8-500 кОм.
Температурный диапазон работы микросхемы типа TL494CN составляет 0-70 °С.
Преобразователь импульсов, действующий по принципу модуляции их ширины, является одним из основных каскадов импульсного источника питания. Принцип работы источника состоит в том, что от ШИМ регулятора зависит поступление всей энергии во вторичные цепи питания. Правильность же его работы определяют параметры стабилизации вторичных напряжений. Выше был описан (см. выше) общий принцип широтно-импульсной модуляции и его использование в импульсных источниках вторичного электропитания. В данном разделе будет рассмотрено практическое воплощение этого принципа на примере специального каскада, предназначенного для управления работой источника питания, например, в компьютерах. На фрагменте принципиальной схемы, приведенной на рис.100, непосредственно к каскаду ШИМ преобразователя относятся узлы, построенные на следующих активных элементах:
· микросхема ИC типа TL494 - ШИМ преобразователь. Цепи пассивных элементов, подключенные к микросхеме, задают динамические параметры ее работы, а также являются составными частями датчиков контроля уровней вторичных напряжений;
· группа элементов на транзисторах и согласующем трансформаторе ТV 2 образует каскад согласования уровня и мощности импульсных сигналов между выходом ШИМ преобразователя и входными цепями усилителя мощности;
· узел на других транзисторах установлен для ШИМ регулятора с целью получения сигналов о неконтролируемом возрастании или понижении уровней вторичного напряжения; он используется также для защиты вторичных цепей.
С момента подачи напряжения питания на вывод 12 относительно вывода 7 ШИМ регулятор начинает формирование на выходных контактах (выводы коллекторов и эмиттеров транзисторов VT1 и VT2) импульсных сигналов. Формально для получения на этих выводах последовательностей импульсов никаких сигналов обратной связи не требуется. Но к микросхеме должны быть подключены пассивные элементы, задающие параметры работы генератора и обеспечивающие смещения на входах операционных усилителей. Для наблюдения импульсов на выводах выходных транзисторов в схеме должны быть установлены дополнительные нагрузочные резисторы, определяющие схему их включения.
Рассмотрим схему включения ШИМ преобразователя в системе управления импульсным источником питания, пользуясь обозначениями на функциональной (рис.99) и принципиальной (рис.100) схемах.
При подаче напряжения питания на вход импульсного источника вспомогательный источник, формирует два напряжения Uдоп1 и Uдоп2. Первое предназначено для запитки стабилизатора канала дежурного режима (если в этом есть необходимость), а второе для подачи питающегопостоянного напряжения на микросхему ШИМ стабилизатора. Питание ШИМ преобразователя производится напряжением, гальванически развязанным от первичной сети питания.
Напряжение, подаваемое на вывод 12 (рис.101) микросхемы ИC от выпрямителя на VD 9, не стабилизированное и служит для начального запуска этой микросхемы. Для формирования пилообразного напряжения внутренним генератором микросхемы ИC между ее выводом 6 и общим проводом вторичного напряжения подключен резистор R28 с номинальным значением сопротивления, например, 12 кОм, а между общим проводом и выводом ИC 5 включен конденсатор С18 емкостью, например, 1500 пФ(рис.100). Согласно сервисной документации на микросхему TL494, расчет частоты генерации, применительно к элементам данной принципиальной схемы, может быть произведен по следующей формуле:
При указанных значениях элементов RC цепочки, частота работы генератора составляет ~55,5 кГц. Внутренний генератор формирует сигнал с нарастающим напряжением, форма которого представлена на верхней диаграмме рис.101.
Согласно данным технической документации на микросхему TL494, нарастание напряжения доходит до уровня +3,2 В, после чего конденсатор разряжается и пилообразное напряжение U 5 на нем скачком падает до нулевого значения. Затем процесс циклически повторяется (см. диаграммы на рис. 101). Вид сигналов имеет качественный характер и не отражает реальных временных и амплитудных соотношений.
Пилообразное напряжение подается на инвертирующие входы компаратора «мертвой зоны» - элемент DA1 и ШИМ компаратора - элемента DA2, Ко второму входу компаратора подключен, внутренний источник начального смещения, величина которого задана и составляет U 4 =100 мВ.
На диаграмме 1 рис. 101 наличие этого источника условно изображено прямой линией, пересекающей «зубцы» пилообразного напряжения. Компаратор является пороговым устройством, поэтому на его выходе формируется сигнал, значения которого принимают только два состояния. Если на инвертирующем входе напряжение превышает уровень напряжения на неинвертирующем, то на выходе компаратора устанавливается низкое напряжение, в данном случае нулевое. И наоборот, если величина напряжения на инвертирующем входе меньше, чем на не инвертирующем, то на выходе напряжение принимает значение высокого уровня, близкого к уровню питания. В нашем случае, когда напряжение начального смещения на неинвертирующем входе компаратора DA1 больше напряжения пилообразного генератора, поданного на второй вход, выходное напряжение (диаграмма 2 на рис. 101) имеет высокий уровень. Ко входу ИC 4 подключены дискретные элементы каскадов только с положительным напряжением питания. Смещение на не инвертирующем входе DA1 на величину 100 мВ является минимальным, и приращение напряжения на ИC 4 может только увеличить его. Поэтому можно сделать вывод о том, что длительность импульсов, формируемых на выходе DA1, при данном начальном смещении имеет минимальное значение и с повышением напряжения на выводе ИC 4 длительность импульсов положительной полярности будет только увеличиваться. Какое влияние это свойство оказывает на работу всей схемы управления, будет рассмотрено ниже. Периодическая последовательность импульсов с выхода компаратора DA1 поступает на цифровой логический элемент типа ИЛИ - DD1. Частота следования импульсов определяется временными характеристиками пилообразного напряжения.
На диаграмме 3 рис. 101 показано пилообразное напряжение и напряжение обратной связи U 3 , которое в зависимости от действия дестабилизирующих факторов может изменяться(рис. 100).
Усилитель ошибки на элементе DA3 проводит сравнение напряжения обратной связи и опорного напряжения, уровень последнего определяется соотношением резисторов R23 и R24, подключенных между выводом ИC 14 и общим проводомрис. 100. Внутренний каскад схемы ИС формирует на выводе ИC 14 стабильное напряжение с номинальным значением +5 В. Резисторы R23 и R24 образуют делитель напряжения, средняя точка которого подключена через вывод ИC 2 к инвертирующему входу операционного усилителя DA3. На неинвертирующий вход DA3 через два резистора R29 и R30 поступает напряжение от выходов вторичных каналов напряжения со значением, например, +5 В. Вход ИC 1 через резистор R25 подключен к общему проводу вторичного питания. Величины сопротивлений резисторов R25 и R29, R30, образующих делитель, подобраны таким образом, что при номинальных значениях выходных вторичных напряжений на выводе ИC 1 устанавливается напряжение чуть ниже значения +2,5 В. Этим создано некоторое начальное дифференциальное смещение на входах DA3. Усилитель DA3 работает в линейном режиме, параметры усиления определяются внутренней схемотехникой этого каскада. Питание DA3 осуществляется только от внутреннего источника с положительным значением напряжения. Следовательно, изменение выходного напряжения на DA3 может происходить только в положительной области. Для выполнения этого условия напряжение на выводе ИC 1 не должно превышать +2,5 В. Превышение этого порога приведет к тому, что на выходе DA3 установится напряжение с нулевым значением. Далее будем предполагать, что этого не происходит, и схема работает в некотором заданном для зоны регулировки диапазоне.
Итак, на входе ИC 2- напряжение постоянное, а на вход ИC 1 с нагрузки поступает напряжение обратной связи, которое имеет отклонение, определяемое возмущающими факторами. На выходе усилителя DA3 формируется сигнал рассогласования, или ошибки, точность которого определяется параметрами стабильности внутреннего источника опорного напряжения микросхемы ИC. Понятно, что все его отклонения от номинала будут передаваться на ИC 2. Выход DA3 подключен к не инвертирующему входу ШИМ компаратора - DA2, на второй его вход подается пилообразное напряжение от генератора. Формы различных сигналов на входах DA2 показаны на диаграмме 3, приведенной на рис.101. Линией, пересекающей «пилу», изображено напряжение на не инвертирующем входе DA2. Внешний вид результирующего сигнала на выходе DA2 представлен на диаграмме 4 (см. рис. 101). Видно что импульсы положительной полярности формируются здесь в том случае, когда уровень напряжения, поданного с выхода DA3, превышает уровень линейно нарастающего напряжения на инвертирующем входе DA2. На диаграмме 4 показано, как происходит изменение длительности положительных импульсов и соответственно паузы между ними в зависимости от формы напряжения на выходе DA3. Длительность положительного импульса увеличивается по мере возрастания уровня на выходе DA3, то есть продолжительность импульса прямо пропорциональна уровню напряжения на выходе усилителя рассогласования.
Последовательность импульсов подается на второй вход цифрового элемента DD1, на первый вход которого поступает импульсный сигнал с выхода DA1 - компаратора «мертвой зоны».
Элементы микросхемы ИC, работа которых описана выше, входят в аналоговую часть обработки и формирования сигналов. Необходимо отметить, что компараторы занимают здесь пограничное положение. Получая по входам аналоговые сигналы, на выходах они формируют двухуровневый сигнал. Компоненты же с буквенным обозначением DD относятся к элементам исключительно цифровой автоматики, работающими с дискретными сигналами как по входам, так и по выходам. Сигналы имеют только два уровня. В позитивной логике (этой терминологии мы будем придерживаться и далее) логической единицей принято считать значение напряжения, близкое к уровню положительного питания. Уровень логического нуля - низкий уровень, близкий к потенциалу общего провода.
Выходное состояние элемента DD1, логическое ИЛИ, принимает значение логической единицы тогда и только тогда, когда хотя бы на одном (произвольном) из его входов сигнал также имеет высокий логический уровень. Выход считается в состоянии низкого уровня, когда на все входы логического элемента типа ИЛИ подводятся напряжения также низкого уровня.
Вид импульсных выходных сигналов элемента DD1 представлен на диаграмме 5. Последовательность, полученная на выходе DD1, является базовой для формирования конечного управляющего воздействия на силовые элементы усилителя мощности. Все временные соотношения конечного сигнала уже заложены в этой исходной последовательности. Выход DD1 соединен со счетным входом С динамического триггера - DD2, а также с одним из входов каждого из логических элементов DD5 и DD6.
Состояние выходов динамического триггера изменяется с поступлением положительного фронта импульса на его счетный вход. В этот момент состояние информационного входа, вывод D, «переписывается» (повторяется) на прямой выход триггера - вывод Q. Выход (-Q) всегда имеет состояние противоположное Q (диаграммы 6 и 7).
На функциональной схеме, представленной на рис.99, показано, что динамический триггер DD2 (D-триггер) имеет соединение инверсного выхода с информационным входом - D. Такое подключение триггера устанавливает его в режим деления частоты импульсной последовательности, поступающей на счетный вход, на два. Срабатывание триггера, то есть изменение состояния его парафазных выходов, происходит только в момент поступления на вход С положительного фронта импульса. В это время каждый из его выходов меняет свое состояние на противоположное. Выводы Q и D соединены между собой, поэтому любое изменение состояния выхода Q передается на вход D. В результате каждый фронт, поступающий по входу С, переписывает на выходы измененный уровень входа D. Между приходом двух фронтов состояние выходов триггера сохраняется стабильным, что показано на диаграммах 7 и 6 (см. рис.101). Диаграмма 7 соответствует состоянию прямого выхода триггера -вывод Q, а диаграмма 6 - изменению состояния инверсного выхода - вывод (-Q). Переключение триггера происходит по положительным фронтам последовательности диаграммы 4.
Процесс цифрового деления исходной частоты на два имеет важную особенность: независимо от вида (временных соотношений импульсов и пауз) входного импульсного сигнала, в последовательности, полученной в результате деления, длительности импульсов и пауз будут равны (см.диаграммы 7 и 6 на рис. 101).
Выход Q триггера DD2 подключен к одному из входов элемента DD3, а инверсный выход (-Q) -к одному из входов логического элемента DD4. Двухвходовые элементы DD3 и DD4 выполняют функцию логического И. Элементы этого типа формируют на выходных выводах сигналы высокого логического уровня в случае, когда все их входы имеют также высокие уровни. При любой иной комбинации логических уровней на входах элемента И выход его будет оставаться низким. Все входы логического элемента оказывают одинаковое воздействие на формирование выходного сигнала, то есть они равноправны. Если на один из входов постоянно подавать высокий логический уровень, то он окажется разрешающим и не будет воздействовать на прохождение через элемент сигнала со второго входа. Или иначе, все изменения сигнала, установленного на втором входе, будут точно повторяться на выходе.
На рис.100 вывод микросхемы ИC 13 соединен с одним из входов элементов DD3 и DD4 и может быть использован для блокировки импульсных сигналов, поступающих на элементы DD3 и DD4 от выходов триггера DD2. Блокировка осуществляется подачей на этот вывод сигнала низкого логического уровня. В данной принципиальной схемерис.100. вывод ИC 13 постоянно соединен с ИC 14 - выходом источника внутреннего опорного напряжения. Этот потенциал является постоянным разрешением для прохождения последовательностей от выходов триггера на выходы DD3 и DD4. Следовательно, форма напряжения на входах и выходах элементов соответственно DD3 и DD4 будет идентична (диаграммы 9 и 8, рис.101) В данном случае эти элементы выполняют функции буферных элементов и повторителей.
Последние элементы, установленные в цепи формирования ШИМ сигнала, это двухвходовые элементы DD5 и DD6. По одному входу этих элементов подключено к DD3 и DD4 соответственно, а другая пара входов элементов DD5 и DD6 объединена между собой и подключена к выходу DD1. Элементы DD5 и DD6 используются для исполнения логической функции типа ИЛИ-НЕ. Эти элементы осуществляют логическую операцию, аналогичную DD1, но добавляют еще и отрицание, которое в цифровой технике эквивалентно инвертированию. На выходе логического элемента ИЛИ-НЕ появляется сигнал низкого уровня, когда хотя бы на одном из его входов установлено напряжение высокого уровня. Если у двухвходового элемента ИЛИ (ИЛИ-НЕ) ввести некоторое абстрактное различие между входами и один рассматривать как информационный, а второй - как разрешающий, то можно сделать вывод о том, что для прохождения данных от первого входа на выход элемента на входе разрешения должен быть установлен низкий уровень напряжения. При подаче высокого уровня на вход разрешения информация блокируется, и на выходе постоянно присутствует низкий уровень. Это справедливо для логики работы элемента типа ИЛИ-НЕ.
На входе DD5 действуют сигналы, поступающие от выходов DD1 (см. диаграмму 4 на рис. 101 и DD3 (см. диаграмму 7). В результате логического сложения этих входных воздействий с инвертированием на выходе элемента DD5 появляется сигнал, показанный на диаграмме 8. Аналогично на диаграмме 9 представлена форма импульсов, полученных на выходе элемента DD6. Импульсы положительной полярности поступают на выходы DD5и DD6, когда оба входных сигнала у каждого из этих элементов принимают значение низкого уровня.
Из диаграмм 4, 8 и 9 видно, что на выходах элементов DD5. и DD6 появляются чередующиеся импульсы последовательности диаграммы 4. Рабочими импульсами на диаграмме 4 будем считать временные интервалы, границы которых очерчены спадом и фронтом, то есть начало импульса - это спад положительного напряжения, а его окончание - положительный фронт. Один импульс с выхода DD1 поступает на выход элемента DD5, а входной сигнал на DD6 в этот момент блокирован высоким уровнем, поданным от инвертирующего выхода триггера DD2. Следующий импульс из последова-тельности на выходе DD1 появляется уже на выходе DD6, а в DD5 он блокируется высоким уровнем, поступающим от прямого выхода триггера DD2. На выходе каждого из логических элементов DD5 и DD6 поочередно появляются импульсы из последовательности, сформированной на выходе DD1.
На выходах DD5 и DD6 формируются две последовательности импульсов. Частота следования импульсов в каждой из них в два раза ниже, чем частота пилообразного напряжения на конденсаторе С18. Импульсы положительной полярности двух последовательностей разнесены во времени, то есть интервалы их действия не пересекаются. Далее каждая последовательность используется для управления своим транзистором полумостового импульсного усилителя мощности. Достаточно важным является вопрос корректного формирования импульсных последовательностей для возбуждения транзисторной схемы усилителя мощности, поэтому необходимо рассмотреть некоторые граничные случаи работы схемы источника питания и реакцию на них элементов микросхемы ИC.
Временное положение импульсов жестко определено формой пилообразного напряжения. Спады импульсов в каждой из последователь-ностей синхронизированы со спадами линейно нарастающего напряжения, формируемого генератором микросхемы. Временное положение спада не изменяется. Если рассмотреть диаграмму 3, то можно отметить, что положе-ние спада импульса, формируемого ШИМ компаратором (см. диаграмму 4), зависит oт текущего соотношения значений напряжения «пилы» и напряже-ния рассогласования. Понижение уровня напряжения рассогласования на диаграмме 4 вызывает «сдвиг» начала импульса влево. Положение фронта этого импульса, то есть его окончание, жестко определяется моментом спада пилообразного напряжения, следовательно, происходит увеличение его длительности. Частота импульсов не изменяется, а их длительность регулируется выходным уровнем усилителя рассогласования DA3.
В начале описания работы ШИМ преобразователя упоминалось о так называемом компараторе «мертвой зоны» (см. диаграммы 1 и 2). Теперь, когда стал понятен общий механизм работы всей схемы широтно-импульсного модулятора, следует пояснить необходимость его наличия в схемах подобного типа.
На элементе DD1 производится логическое сложение импульсных сигналов от компараторов DA1 и DA2. Ранее было сделано предположение, что положительный импульс компаратора DA2 имеет большую ширину, чем аналогичный выходной импульс от DA1. Однако, если начнется процесс сужения импульса от DA2, то при нулевом уровне сигнала от DA1 в предельном случае на выходе DD1 установится постоянный низкий уровень. Триггер DD2 не сможет проводить коммутацию своих выходов, а на DD5 и DD6 появятся постоянные противоположные логические уровни. При этом остановится процесс коммутации транзисторов силового каскада. Для защиты от возникновения подобной ситуации предназначен компаратор «мертвой зоны». При сужении импульса от DA2 наступает такой момент, когда длительность положительного импульса от DA1 становится опреде-ляющей при сложении сигналов, поступающих на входы DD1. Положи-тельный импульс на выходе DD1 не может быть "уже выходного импульса компаратора «мертвой зоны». Если проследить поведение цифровой части схемы в этом случае, то будет видно, что в результате преобразований на выходах DD5 и DD6 появятся последовательности положительных импуль-сов, длительности которых будут совпадать с паузами (логическими нулями) на диаграмме 2. Пауза же между этими импульсами будет равна длитель-ности положительных импульсов на диаграмме 2. Это означает, что узел на компараторе «мертвой зоны» гарантированно обеспечивает появление в выходных каскадах ШИМ преобразователя последовательностей импульсов с заданными интервалами пауз между импульсами. Такой механизм действий позволяет увеличить поступление энергии во вторичную цепь и возобновить процесс ШИМ регулирования с помощью усилителя DA3 и компаратора DA2. Пауза, образованная за счет наличия источника 100 мВ на входе DA1, позволяет исключить появление сквозных токов в силовых транзисторах усилителя мощности.
Появлением импульсных сигналов на выходах элементов DD5 и DD6 заканчивается логическая обработка сигнала рассогласования и формирование ШИМ последовательностей в преобразователе. Вид этих последовательностей импульсов останется неизменным до их подачи на силовые элементы усилителя мощности. Все каскады, установленные между выходами элементов DD5, DD6 и базовыми цепями транзисторов усилителя мощности, предназначены только для увеличения энергетических характеристик импульсов управления и согласования их уровней.
Внутренние транзисторы VT1 и VT2 микросхемы ИС используются для первичного усиления управляющих последовательностей импульсов, которые подаются на их базы (см. диаграммы 10 и 11, рис.101) от элементов DD5 и DD6. Выводы этих транзисторов не имеют внутренних подключений к каким-либо нагрузочным резистивным цепям. Они специально оставлены свободными для применения транзисторов в различных вариантах схем включения.
Непосредственное подключение выходных транзисторов микросхемы TL494 к силовому трансформатору используется редко. Обычно применяется каскад промежуточного усиления, построенный на транзисторах, например, типа 2SC945. При этом эмиттеры транзисторов VT1 и VT2 микросхемы (9,10) соединены между собой, а их коллекторы (8 и 11) имеют трансфор-маторную связь с усилителем мощности. Это традиционный подход к форми-рованию цепей согласования низковольтного, относительно маломощного узла управления и силового высоковольтного каскада. Реализация такого подхода сводится к следующему. Импульсы напряжения прямоугольной формы (см. диаграммы 12,13, рис.101) на коллекторах транзисторов VT1 и VT2 подаются на базы двух транзисторов (на рис.100 они не показаны), коллекторы и эмиттеры которых включены в первичную обмотку (схема со средней точкой) маломощного согласующего высокочастотного трансформа-тора TV2. Импульсы напряжения прямоугольной формы с вторичной обмот-ки этого трансформатора подаются на вход мощных транзисторов, включен-ных в первичную обмотку силового трансформатора TV1 (схема со средней точкой), со вторичной обмотки которого напряжение(я) поступает через выпрямитель(и) и сглаживающий (е) фильтр(ы) к потребителям электричес-кой энергии.
Таким образом, рассмотренный каскад служит для усиления по уровню и мощности импульсных сигналов ИС (диаграммы 12,13, рис.101), до уровня, достаточного для запуска полумостового (или выполненного по другой схеме) усилителя и поддержания напряжения на потребителях в пределах заданного при действии возмущающих факторов.
В импульсных ИВЭП в первичную обмотку силового трансформатора TV1 часто включают транзисторы типа 2SC945 или их функциональные аналоги. Они применяются очень широко независимо от фирмы-производителя изделия. Предельные значения основных технических параметров указанных транзисторов следующие:
· максимальная мощность рассеивания – 250 мВт;
· напряжение коллектор-база – 60 В;
· напряжение коллектор-эмиттер – 50 В;
· напряжение эмиттер-база – 5 В;
· ток коллектора – 100 мА;
· ток базы – 20 мА;
· типовое значение коэффициента усиления в схеме с общим эмиттером – 185-200;
· типовая емкость перехода коллектор-база – 3 пФ;
· типовое значение частоты единичного усиления f t – 250 МГц.
По отечественной классификации они принадлежат к семейству транзисторов высокой частоты и малой мощности.
Чудеса Алтая. Люди так увлеклись заграничными курортами, что забыли о том, что наша страна гораздо больше всей Европы. Например, территория Горного Алтая, площадь которого 9, 2 тыс км2 , может разместить в себе десять Великобританий. А живут на его территории всего 200 тысяч человек. Вот и получается, что для тайн и загадок это самое лучшее место. И если вам хочется прикоснуться к древней истории и познакомится с настоящей тайной, то вам сюда. Долина мертвых. История и большое количество свободного пространства позволили сохраниться удивительным памятникам. Например, в Чемальском районе есть целая «долина мертвых». Берега реки Катунь и её притоков усеяны тысячами скифских курганов, из которых большинство ещё не раскопаны. Это потрясающее зрелище. Но современность вмешивается даже в казалось бы неприкосновенные места. В ближайшее время планируется возобновить строительство Катунской ГЭС. Водохранилище, которое в результате появится, грозит затопить значительное число курганов, поэтому сейчас российские и алтайские археологи стараются форсировать свою работу. Перенасыщенность могилами дает почву для многочисленных догадок, почему именно на Алтае их оказалось так много. По одной из них, эта земля был прародиной всего человечества. Более скромные ученые соглашаются с тем, что Алтай - прародина индоевропейской расы. Есть версия, что здесь был центр могущественной державы скифов, границы которой доходили до Дуная. Тут действительно находят множество артефактов знаменитого скифского «звериного стиля», датируемых XIII веком до н.э. – III веком н.э. Говорят, что священная земля Алтая магическим образом не отпускала своих сынов, и они, подвластные её чарам, привозили умерших (где бы ни настигла их смерть) именно сюда, на свою историческую родину. Чуди. Есть горные люди-призраки. Чуди. Они жили очень давно и пришли из Эмондской степи. Они были хозяевами Алтая. Их исчезновение как-то связано с белым цветом. Одна теория каким-то образом привязывает белую березу. Теория Рериха говорит, что исчезновение этого народа связано с появлением белых людей. Якобы, чуди отказались от повиновения. Тем не менее чуди исчезли и исчезли очень интересным образом - они само закапывались: Чуди рыли большие ямы, делали настил из земли, поддерживаемый деревянными стойками, заходили туда всем племенем и обрушивали «крышу» на себя. На месте этих само-захоронений со временем образуются конические ямы, в которые иногда проваливаются люди. Существует гипотеза, что таким образом Чуди пытались перейти в другой, параллельный мир. И им это удалось. Есть люди (альпинисты, скалолазы), которые утверждают, что видели некие существа, похожие на людей, которые выходили из скал и заходили туда обратно. Хотя, эти видения могли быть результатом горной болезни.
Рис. 40
Рис. 39
Рис. 38
Рис. 37
Примечание - подробнее о самой микросхеме и принципе ее работы показа-но далее в параграфе 2.4.2. - ШИМ регулятор на ИС TL494.
Импульсные стабилизаторы напряжения на ИС TL494.
Пилообразное напряжение часто получают от отдельного устройства – генератора пилообразного напряжения (ГПН).
Частота напряжения пилообразной формы определяется RC цепочкой и обычно f гпн = const , но, в случае необходимости, изменяя параметры RC можно устанавливать (регулировать) необходимую частоту.
Известно, что частота переключения коммутирующего устройства – транзисторы VT 2, VT 3 в ИСН с ШИМ постоянна (она задается ГПН). Под влиянием дестабилизирующих факторов изменяется напряжение на внешнем резисторе R 9 и, соответственно, на выходе дифференциального усилителя U упт, что приводит к изменению длительности открытого состояния транзисторов VT 2, VT 3 регулятора, а напряжение на выходе импульсного стабилизатора остается неизменным.
3.7.3 ШИМ-контроллеры серии TL494
В настоящее время на рынке широко представлены микросхемы (отечественные и импортные), которые реализуют различный набор функций ШИМ-управления для конкретных задач. Хорошо себя зарекомендовали ШИМ-контроллеры серии TL494 (отечественный аналог КР1114ЕУ4). Их подробное описание приведено в . Данные микросхемы обеспечивают расширенные возможности при разработке ИВЭП и реализуют полный набор функций ШИМ-управления. Микросхема осуществляет формирование опор-ного напряжения, усиление сигнала ошибки, формирование пилообразного напряжения, ШИМ-модуляцию, формирование двухтактного выхода, защиту от сквозных токов и перегрузок, внешнюю синхронизацию, широкий диапазон регулировки, обеспечивает мягкий запуск и возможность внешнего включения.
основные параметры и характеристики микросхемы TL494:
· напряжение питания Uсс – 7…40 В;
· напряжение на коллекторах закрытых ключевых транзисторов не более 40 В;
· ток выходных ключевых транзисторов – 250 мА;
· опорное напряжение – 5 В ± 5%;
· общая мощность рассеивания в непрерывном режиме (корпусDIP-16.Т а <25 ºС) – не более 1000 мВт;
· рабочий диапазон температур окружающей среды:
· с суффиксом L – от −25…+85 ºС;
· с суффиксом С – от 0…+70 ºС.
· ток через вывод обратной связи – не более 0,3 мА;
· емкость времязадающего конденсатора Ст – 0,047…10000 нФ;
· сопротивление времязадающего резистора – 1,8..500 кОм;
· частота генератора – 1…300 кГц;
· ток потребления микросхемы – не более 20 мА;
· фронт импульса выходного тока – не более 200 нс;
· спад импульса выходного тока – не более 100 нс.
Кроме того, независимые выходные формирователи микросхемы на транзисторах обеспечивают возможность работы выходного каскада по схеме с общим эмиттером или по схеме эмиттерного повторителя.
3.1.1.Принципиальная схема импульсного понижающего
стабилизатора на ИС TL494
В предлагаемом на рис. 37 стабилизаторе максимальное входное напряжение составляет 30 В, оно ограничено максимально допустимым напряжением сток-исток р-канального полевого транзистора VT 1 RFP60P03 фирмы Mitsubishi Electric . Резистор R 3 и конденсатор С 6 задают частоту внутреннего генератора пилообразного напряжения, она определяется по формуле
На рис. 37 указано: VD 1-КД212А; VD 2-2Д2998Б; VТ 1-RFP60PO3; C 1, C2-2200 мк×40 В; C 3-10 мк×63В; C 4-0,1мк; C 5-1000 мк×25В; C 6-4700; C 7-0,1 мк; FU 1-MF R400; R 1-200 Ом, 0,125 Вт; R 2-510 Ом, 0,5 Вт; R 3-30 кОм, 0,125 Вт; R 4-1 М, 0,125 Вт; R 5-47 кОм, 0,125 Вт; R 6-4,7 кОм, 0,125 Вт; R 7-4,7 кОм; R 8-5,6 кОм, 0,125 Вт; R 9-1 кОм, 0,125 Вт; L 1-80 мкГн; I-6 А; U вх =24 В; U вых =0…11 В.
С источника опорного напряжения (вывод 14) через резистивный делитель R 6, R 7 на инвертирующий вход усилителя ошибки № 1 (вывод 2) подается часть образцового напряжения. Сигнал обратной связи через делитель R 8, R 9 подают на не инвертирующий вход усилителя ошибки (вывод 1) микросхемы. Выходное напряжение регулируется резистором R 7. Резистор R 5 и конденсатор С 7 осуществляют частотную коррекцию усилителя ошибки.
Следует отметить, что независимые выходные формирователи микросхемы обеспечивают работу выходного каскада как в двухтактном, так и в однотактном режимах. В стабилизаторе выходной формирователь микросхемы включен в однотактном режиме. Для этого вывод 13 соединен с общим проводом. Два выходных транзистора (коллекторы – выводы 8, 11; соответственно эмиттеры – выводы 9, 10) включены по схеме с общим эмиттером и работают параллельно. При этом выходная частота равна частоте генератора. Выходной каскад микросхемы через резистивный делитель R 1, R 2 управляет ключевым элементом КЭ стабилизатора – полевым транзистором VT 1. В цепи питания микросхемы (вывод 12). Для подавления различных высокочастотных помех и более устойчивой работы стабилизатора в целом включен LC -фильтр на элементах L 1, C 3, C 4. Как видно из принципиальной схемы стабилизатора, при применении микросхемы TL494 требуется сравнительное небольшое число внешних элементов.
Для защиты стабилизатора от перегрузки по току применен самовосстанавливающийся предохранитель FU 1 MF-R400 фирмы Bourns. Принцип работы подобных предохранителей основан на свойстве резко увеличивать свое сопротивление при превышении определенного порогового значения тока или температуры окружающей среды и автоматически восстанавливать свои свойства при устранении этих причин. Ниже приведены технические характеристики вышеуказанного предохранителя:
· максимально рабочее напряжение – 30 В;
· максимальный ток, которые не приводит к изменению параметров предохранителя – 4 А;
· ток, который приводит к скачку сопротивления – 8 А;
· диапазон рабочей температуры – от −40 до +85 ºС.
Уменьшить коммутационные потери и повысить КПД стабилизатора удалось благодаря использованию диода Шоттки (VD 2) КД2998Б с параметрами:
· постоянное прямое напряжение – 0,54 В;
· средний прямой ток – 30 А;
· диапазон частот без снижения электрических параметров–10..200 кГц;
· импульсное обратное напряжение – 30 В.
Основные технические характеристики понижающего стабилизатора (рис.37)
· Входное напряжение – 24 В;
· Выходное напряжение – 0…11 В;
· Максимальный ток нагрузки – 6 А;
· Амплитуда пульсаций выходного напряжения – не более 100 мВ;
· Нестабильность выходного при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды – не более 1%;
· Среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале выходного напряжения – порядка 90 %;
Экспериментально было установлено, что стабилизатор имеет максимальный КПД (≈90 %) на частоте 12 кГц, но при выходной мощности порядка 40 Вт наблюдается едва заметный свист . Свист пропадает, если увеличить частоту преобразования до 20 кГц (при снижении КПД на 2…3 %). КПД при выходной мощности до 10 Вт (U вых = 10 В) достигает 93 %.
Дроссель L2 намотан на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах МП-140 К24×13×6,5 и содержит 45 витков провода ПЭТВ-2 диаметром 1,1 мм, уложенных равномерно в два слоя по всему периметру кольца. Между слоями следует проложить два слоя лакоткани ЛШМС-105-0,06 ГОСТ 2214-78. Индуктивность дросселя – 220 мкГн. Резисторы – С2-33Н. Конденсаторы С 1, С 2, С 3, С 5 – К50-35, С 4, С 6, С 7 – К10-17. Переменные резисторы – СП5-3 или СП5-2ВА. Микросхему TL494CN можно заменить на TL494LN или КР1114ЕУ4. Дроссель L 1 – ДМ-0,1 индуктивностью 80 мкГн. Самовосстанавливающийся предохранитель серии MF-R можно подобрать для каждого конкретного случая. Диод VD 2 можно заменить любым другим диодом Шоттки с параметрами не хуже вышеуказанных, например 20TQ045.
В стабилизаторе узел защиты от перегрузки по току можно выполнить по-другому. В TL494 есть усилитель ошибки № 2 (инвертирующий вход/выход 15, не инвертирующий вход/выход 16). Выходы обоих усилителей ошибки имеют активный высокий уровень и объединены по ИЛИ на не инвертирующем входе ШИМ-компаратора. В такой конфигурации усилитель, требующий минимального времени для включения выхода, является доминирующим в петле усиления.
Фрагмент схемы стабилизатора с узлом защиты от перегрузки по току приведен на рис. 38 .
Параллельные резисторы R 12-R 14 выполняющие роль датчика тока, включены последовательно с нагрузкой. Напряжение с датчика тока подается на не инвертирующий вход (вывод 16) усилителя ошибки № 2. Пороговое значение тока (напряжение на инвертирующем входе усилителя, вывод 15) в нагрузке задается делителем R 10, R 11.
На рис. 38 указано: VD 2-2Д2998Б; C 5-1000 мк×25В; C 6-4700; C 7-0,1 мк; R 3-30 кОм, 0,125 Вт; R 4-1 М, 0,125 Вт; R 5-47 кОм, 0,125 Вт; R 6-4,7 кОм, 0,125 Вт; R 7-4,7 кОм; R 8-5,6 кОм, 0,125 Вт; R 9-1 кОм, 0,125 Вт; R 10-4,7 кОм, 0,125 Вт; R 11-270 Ом; R 12, R 13, R 14-0,1 кОм, 1 Вт; L 1-80 мкГн; I-6 А; U вых = 0…11 В.
Как только ток в нагрузке превысит установленное пороговое значение и усилитель ошибки №2 микросхемы будет доминирующим в петле управления, стабилизатор начнет работать в режиме стабилизации тока. Если ток нагрузки будет меньше порогового значения, стабилизатор вновь перейдет в режим стабилизации напряжения. Для уменьшения потерь мощности датчик тока выполнен с минимальным сопротивление 0,03 Ом: при максимальном токе нагрузке 6 А рассеиваемая мощность на датчике
составляет всего 1,08 Вт. Резисторы R
12...R
14 – типа С5-16МВ 1 Вт, 0,1 Ом ± 1%. Резистор R
11 – СП5-3 или СП5-2ВА. При необходимости для уменьшения потерь можно еще уменьшить сопротивление датчика тока.
Стабилизатор выполнен на плате с размерами 55×55 мм. При монтаже целесообразно разделить общий провод силовой части стабилизатора и общий провод микросхемы и соединить их у выхода стабилизатора, а также минимизировать длину проводников (особенно силовой части).
Транзистор устанавливают на радиатор с площадью эффективной поверхности не менее 110 см 2 . В налаживании стабилизатор при правильном монтаже не нуждается. В стабилизаторе с узлом защиты от перегрузки по току (рис. 38) необходимо выставить напряжение на выводе 15 микросхемы, которое вычисляется по формуле: U 15 = I×R, где I – максимальный ток нагрузки; R – сопротивление датчика тока.
Вначале без нагрузки резистором R 11 необходимо выставить требуемое напряжение U для максимального тока нагрузки (для тока I пор = 8 А, U = 0,24 В). Первое включение лучше сделать при нагрузке 0,2…0,4 А. Затем медленно увеличить выходное напряжение до максимального значения и далее, увеличивая ток нагрузки, проверить переход стабилизатора в режим стабилизации тока.
Вместо транзистора RFP60P03, можно применить более дешевый RFP10P03, но применение более дешевой элементной базы может привести к ухудшению технических характеристик стабилизатора.
3.1.2.Принципиальная схема импульсного повышающего
стабилизатора на ИС TL494
В некоторых случаях необходимо, чтобы выходное напряжение стабилизатора было выше входного. На рис. 39 приведена структурная схема импульсного параллельного стабилизатора повышающего типа.
В данном импульсном стабилизаторе при открытом ключевом элементе КЭ ток от источника U вх протекает через дроссель L 1, запасая в нем энергию. Диод VD 1 при этом закрыт. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора С 1 .
На рис. 39 указано: VD 1-КД212А; VD 2-2Д2998Б; VТ 1-IRFP540; C 1, C2-2200 мк×40 В;C 3-10 мк×63В; C 4-0,1мк; C 5, C 6-3300 мк×63 В; C 7-4700; С 8-0,1 мк; С 9-1000 мк×25 В; FU 1-MF R400; R 1-1 кОм, 0,25 Вт; R 2-750 Ом, 0,25 Вт; R 3-30 кОм, 0,125 Вт; R 4-1 М, 0,125 Вт; R 5-47 кОм, 0,125 Вт; R 6-4,7 кОм, 0,125 Вт; R 7-4,7 кОм; R 8-150 кОм, 0,125 Вт; R 9-4,7 кОм, 0,125 Вт; L 1-80 мкГн; I-1,4 А; U вх =24 В; U вых =26,5…50 В.
В следующий момент, когда КЭ закрывается, энергия дросселя L 1 отдается в нагрузку. При этом выходное напряжение будет больше входного. В отличие от понижающего стабилизатора (рис. 38 ) здесь дроссель не является элементом фильтра, а выходного напряжение становится больше входного на величину, которая определяется индуктивностью дросселя L 1 и скважностью работы ключевого элемента КЭ.
В стабилизаторе на рис. 39 применены, в основном, те же радиоэлементы, что и в ранее рассмотренном.
Основные технические характеристики повышающего стабилизатора:
· Входное напряжение – 24 В;
· Выходное напряжение – 26,5…50 В;
· Максимальный ток нагрузки (при U вых = 50 В) – 1,4 А;
· Амплитуда пульсаций выходного напряжения – не более 200 мВ;
· Нестабильность выходного при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды – 1,5 %;
· Среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале выходного напряжения – порядка 9,2 %;
· Частота преобразования – 15 кГц;
· Диапазон рабочей температуры – от −25 до +85 ºС;
· Амплитуда пульсаций выходного напряжения стабилизатора при максимальной нагрузке – порядка 200 мВ.
Уменьшить пульсации можно, увеличив емкость выходного фильтра. Для более «мягкого» запуска между общим проводом и не инвертирующим входом усилителя ошибки № 1 (вывод 1) включен конденсатор С 9. Для защиты стабилизатора от перегрузки по току можно применить функциональный узел, приведенный на рис. 38.
Дроссель L 2 такой же, как и в схеме понижающего стабилизатора, VT 1 – n- канальный полевой транзистор IRF540 с параметрами: U си = 100 В, I c и =28 А, R си = 0,077 Ом (максимальные значения). Резисторы – С2-33Н. Конденсаторы С 1, С 2, С 3, С 5, С 6, С 8, С 9 – К50-35; С 4, С 7, С 8 – К10-17. Переменные резисторы – СП5-3 или СП5-2ВА. Транзистор VT 1 следует установить на радиатор с площадью эффективной поверхности не менее 100 см 2 . Можно применить более дешевый n-канальный полевой транзистор, конечно, с некоторым ухудшением технических характеристик стабилиза-тора. Первое включение лучше сделать при небольшой нагрузке 0,1…0,2 А и минимальном выходном напряжении, затем медленно увеличивать выходное напряжение и ток нагрузки до максимальных значений.
Если повышающий и понижающий стабилизаторы будут работать от одного источника напряжения, то их частоту преобразования можно засинхронизировать. В приведена схема синхронизации двух микросхем TL494. Для этого в ведомом стабилизаторе нужно удалить времязадающие резисторы и конденсатор и замкнуть выводы 6 и 14 микросхемы, а выводы 5 микросхем обоих стабилизаторов соединить между собой.
В стабилизаторе повышающего типа дроссель L 2 не участвует в сглаживании пульсации выходного постоянного напряжения. В стабилиза-торах повышающего типа для качественной фильтрации выходного постоянного напряжения необходимо применять выходные фильтры с достаточно большими значениями L и С . Это приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом. Поэтому удельная мощность понижающего стабилизатора больше, чем повышающего.
3.1.3. Принципиальная схема импульсного
инвертирующего стабилизатора на ИС TL494
Принципиальная схема импульсного инвертирующего стабилизатора приведена на рис. 40. Этот ИСН выполнен по схеме, приведенной в главе 2, §2.2.3.
Также, как и в повышающем стабилизаторе, дроссель при открытом КЭ накапливает энергию, а при закрытом – отдает ее в нагрузку, однако за счет другого порядка соединения элементов стабилизатор обладает свойством инвертирования полярности выходного напряжения относительно входного напряжения.
На рис. 40 указано: VD 1-КД212А; VD 2-2Д2998Б; VТ 1-RFP60PO3; C 1, C2-2200 мк×40 В;C 3-10 мк×63В; C 4-0,1мк; C 5-1000 мк×25В; C 6-4700; C 7-220 мк×40 В; С 8-0,1 мк;FU 1-MF R400; R 1-200 Ом, 0,125 Вт; R 2-510 Ом, 0,5 Вт; R 3-1 кОм, 0,125 Вт; R 4-4,7 кОм, 0,125 Вт; R 5-30 кОм, 0,125 Вт; R 6-1 МОм, 0,125 Вт; R 7-47 кОм; R 8-1 кОм, 0,125 Вт; R 9-10 кОм, 0,125 Вт; R 10-1 кОм, 0,125 Вт; R 11-5,6 кОм, 0,125 Вт; L 1-80 мкГн; I-4,5 А;U вх =24 В; U вых =0…11 В.
В инвертирующем стабилизаторе использованы, в основном, те же электронные компоненты, что и в ранее описанных.
Основные технические характеристики инвертирующего стабилизатора:
· Входное напряжение – 24 В;
· Выходное напряжение – 11 В;
· Максимальный ток нагрузки – 4,5 А;
· Амплитуда пульсаций выходного напряжения – не более 150 мВ;
· Нестабильность выходного при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды – 15 %;
· Среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале выходного напряжения – 80%;
· Частота преобразования – 15 кГц;
· Диапазон рабочей температуры – от −25 до +85 ºС.
Для того, чтобы исключить бросок входного тока, особенно при работе на большую нагрузку, в стабилизаторе реализован «мягкий» запуск за счет введения R 3 и С 5.
Транзистор VT 1 следует установить на радиатор с площадью эффек-тивной поверхности не менее 140 см 2 . Диод VD 2 также устанавливается на радиатор с площадью эффективной поверхности не мене 10 см 2 .
Входное напряжение стабилизаторов можно уменьшить или увеличить, если учесть все вышеизложенные требования к каждому стабилизатору, но при этом ток нужно вновь рассчитать делитель R 1, R 2, чтобы ток делителя и напряжение исток-затвор транзистораVT 1 не изменились.?????
Микросхема импульсного управления КР142ЕП1 обеспечивает работу ИСН в основном в релейном двухпозиционном режиме, но в ИС предусмотрена также возможность для создания стабилизатора напряжения с широтно-импульсной модуляцией.
Например, если по тем или иным причинам требуется, чтобы работа порогового устройства была синхронизирована с частотой какого-либо внешнего устройства, то его синхронизирующий сигнал подают на выв. 14 и 15 ИС. Часто в качестве подобного устройства используют генератор прямоугольных импульсов - задающий генератор. Переменное напряжение прямоугольной формы такого генератора с помощью дифференцирующей RC цепочки преобразуется в пилообразное напряжение U пил. В качестве резистора в этом случае используется R 10 микросхемы, а внешний конденсатор применяется небольшой емкости.
В качестве узла ввода этого сигнала используются диоды VD 3...VD 6, включенные между дифференциальным усилителем и триггером Шмитта. Таким образом, на резисторе R 10 осуществляется сравнение двух напряжений – первое пропорционально изменению напряжения на нагрузке(как и в ИСН с РЭ) и снимается оно с коллектора VT 11 дифференциального усилителя постоянного тока U упт, а второе –напряжение пилообразной формы U пил. В результате сравнения этих напряжений выделяется сигнал рассогласования, который подается на инвертирующий каскад VT 7.
Напряжение пилообразной формы должно иметь размах, достаточный для перевода VT 7 в состояние насыщения. Последний в открытом состоянии работает в режиме, близком к насыщению. Задержка моментов времени, в которые VT 7 выходит из насыщения, по отношению к переднему фронту пилообразного напряжения зависит от того, насколько открыты транзисторы VT 7, VT 8. Если транзисторы почти заперты, а среднее напряжение между их базой и эмиттером, задаваемое потенциалом коллектора VT 8, мало, то оно сравняется с линейно уменьшающимся напряжением на выходе выпрямителя только в конце такта.
При возрастании потенциала на коллекторе VT 11(т.е. при увеличении напряжения на нагрузке) растет и напряжение U упт. Такому напряжению соответствует большая пауза между импульсами напряжения (меньшая длительность импульсов напряжения), снимаемыми с общей эмиттерной нагрузки транзисторов VT 7, VT 8 - R 9(U Б VT 6) микросхемы.
Транзисторы VT 6, VT 5, VT 4являются усилителями импульсов, снимаемых с резистора R 9. Усиленные импульсы с коллектора VT 4 через внешний делитель напряжения (R 6, R 3) подаются на базу VT 3, являющегося одним из транзисторов ключа, входящего в состав ИС. Этот ключ (VT 2, VT 3) управляет в данной схеме ИСН внешним силовым ключом, выполненным также в виде составного транзистора (VT 2, VT 3). Таким образом, при увеличении, например, напряжения питания на входе ИСН напряжение U н = (t и /T)U п на нагрузке останется неизменным так как уменьшилось время открытого состояния регулирующего транзистора силовой части.
